開關電源五種PWM反饋控制模式

　　2.2 峰值電流模式控制PWM (Peak Current-mode Control PWM)

　　峰值電流模式控制簡稱電流模式控制。它的概念在60年代后期來源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在70年代后期才從學術上作深入地建模研究 。直至80年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路(UC3842、UC3846)的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應用，主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。如圖4所示，誤差電壓信號 Ue 送至PWM比較器后，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號UΣ比較，然后得到PWM脈沖關斷時刻。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度。

　　電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學上可以證明，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流[1]。因而合成波形信號UΣ要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩部分合成構成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因為若將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號，見圖4所示。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。當處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏恕?/p>

　　峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。

　　峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點:①暫態(tài)閉環(huán)響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應均快;②控制環(huán)易于設計;③輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美;④簡單自動的磁通平衡功能;⑤瞬時峰值電流限流功能 ，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能;⑥自動均流并聯(lián)功能。缺點：①占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差;②閉環(huán)響應不如平均電流模式控制理想;③容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償;④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻，使系統(tǒng)進入次諧波振蕩;⑤電路拓撲受限制;⑥對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。

　　2.3 平均電流模式控制PWM (Average Current-mode Control PWM)

　　平均電流模式控制概念產(chǎn)生于70年代后期。平均電流模式控制 PWM集成電路出現(xiàn)在90年代初期，成熟應用于90年代后期的高速CPU專用的具有高di/dt動態(tài)響應供電能力的低電壓大電流開關電源。圖5(a)所示為平均電流模式控制PWM的原理圖[1]。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號Ucp(U current- program)。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經(jīng)過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca 。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到PWM關斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡(對應于開關器件導通時期)與三角波UT或Us的上斜坡比較產(chǎn)生關斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。為了避免次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。

　　平均電流模式控制的優(yōu)點是：①平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號 ;②不需要斜坡補償;③調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越;④適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制;⑤易于實現(xiàn)均流。缺點是：①電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制;②雙閉環(huán)放大器帶寬、增益等配合參數(shù)設計調(diào)試復雜。

　　圖5(b)為增加輸入電壓前饋功能的平均電流模式控制，非常適合輸入電壓變化幅度大、變化速度快的中國電網(wǎng)情況。澳大利亞R-T公司的48 V/100 A半橋電路通信開關電源模塊實際上采用圖5(b)的控制方式。