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基于TMS320LF2407A DSP的PFC級電路的原理與設(shè)計

作者: 時間:2010-04-26 來源:網(wǎng)絡 收藏

  3.2 輸入電壓前饋軟件的實現(xiàn)

  輸入電壓前饋能使輸入功率保持在規(guī)定的電平上,不隨AC線路電壓波動而變化。

  為計算輸入電壓Vin的平均成分Vdc,需要計算信號頻率f(=1/t),然后對一個周期上的信號進行積分,如圖3示圖所描述。


圖3 和Vin平均成分的計算

  3.2.1 頻率計算

  在頻率軟件執(zhí)行期間和其后的平均Vin的計算,每當信號跨越上門限Uth-hi時,Vin的采樣數(shù)(N)被計數(shù)并被保存。信號的下門限Uth-Io用于獲得抗擾度。若采樣周期為Ts,采樣頻率為fs=1/Ts。Vin的周期為T,N=T/Ts。若N為已知數(shù),每單位(per unit, Pu)頻率fpu的計算公式是:

  式中,fmax為Uin的最大頻率,Hz;Nmin為Uin一個周期上的采樣最小數(shù)。計算頻率的用戶軟件利用N值,首先計算中間值1/N,然后與Nmin相乘得到fpu值。為保存1/N值,并帶最高精度,不引起累加器溢出,知道Nmin值是很重要的。為此,用戶應當選擇信號最大頻率以被測量。一旦知道Nmin值,1/N量可以被保存,并帶最大精度且用適當?shù)亩c表示。例如,對于一個輸入工作頻率為47~63Hz的變換器,最大輸入頻率可以選擇70Hz。然后用fmax=140Hz(兩倍的輸入頻率)和已知的Ts值來計算Nmin,是非常容易的。

  3.2.2 前饋成分計算

  只要知道信號Vin的頻率,它的平均成分Vdc可用下面公式計算:

  式中,T為相應于Uin頻率f的時間周期, S;Vin(i)為Vin的數(shù)字化i次采樣。

  由于Vin作為相對于它的最大值Vmax的每單位(pu)規(guī)格化值被測量,所計算的Vdc值也是一個帶Vmax規(guī)格化基本值的每單位(pu)量值。對于一個正弦波輸入電壓,Vac的最大值僅為2Vmax/π。因此,在Vac的固定點表示中,為獲得最佳精度,先前計算的值相對于它自己的最大值被轉(zhuǎn)換為每單位規(guī)格化量值,這個值由下式給出:

  Vdc1的倒置電壓Vinv(即Vinv=1/Vdc1)在Vdc1最小時值最大,反之亦然。為在Vinv固定點表示中獲得較高的精度,需要用相對于其最大值的每單位(pu)規(guī)格化值來表示。對于一個正弦波輸入電壓,Vdc的最小值是2Vmin/π。輸入電壓最小幅值Vmin的選擇,變換器的輸入電壓范圍。例如:若變換器的低線路RMS電壓是90V,Vmin值應低于或等于127V( )。Vinv的最大值為(Vminπ/2),相對于它自己最大值的相應Vinv的每單位(pu)值為:

  3.3 乘法器增益Km

  乘法器增益Km的調(diào)節(jié),應能在最低輸入電壓上,當PFC變換器交付最大負載時,使參考電流Iref是在它的最大值上。在圖2中,Iref為

  隨電流環(huán)路閉合,Iref可表示為

  在最低工作電壓Vinv=1時,滿載下的電壓控制器輸出將在它的最大值上,即Vnv=1。因此,在最低工作電壓上,為產(chǎn)生最大參考電流,要求Km值為:

  3.4 電壓和電流環(huán)路補償器

電流環(huán)路功率級高頻近似值為:

  根據(jù)圖2所示的PFC控制框圖,電流環(huán)路增益等式為:

  式中,F(xiàn)m為調(diào)制器增益,

  調(diào)制器在軟件中部分地執(zhí)行,并部分地利用 PWM硬件。軟件利用調(diào)制器輸入,即電流控制器輸出Uca,計算在中PWM硬件模塊的占空比值。PWM硬件利用占空比值,為PFC開關(guān)產(chǎn)生適當?shù)腜WM信號。當調(diào)制器輸入Uca是1時,軟件保證調(diào)制器輸出即PWM占空比為100%。在此情況下,調(diào)制器增益Fm=1。因此,對于電流環(huán)路的交越頻率fci,需要的電流誤差放大器補償器可以表示為:

  只要電流環(huán)路閉合,電壓環(huán)路功率級傳輸函數(shù)可按下式計算:

  式中,Zf為輸出電容CO和負載阻抗ZO組成的并聯(lián)分支的等效阻抗,Zf=ZO/(1+sCOZO);負載阻抗 。

  圖2中電壓環(huán)路增益等式如下:

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