車載高頻推挽DC-DC變換器設(shè)計(jì)方案（一）

0 引言

　　隨著現(xiàn)代汽車用電設(shè)備種類的增多，功率等級(jí)的增加，所需要電源的型式越來(lái)越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過(guò)DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級(jí)再經(jīng)過(guò)DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對(duì)于前級(jí)DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應(yīng)不同的輸出功率等級(jí)，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應(yīng)用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合；同時(shí)全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點(diǎn)，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設(shè)計(jì)了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設(shè)計(jì)相應(yīng)的推挽變壓器。

　　1 推挽逆變的工作原理

　　圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)?/strong>。通過(guò)控制兩個(gè)開關(guān)管S1 和S2以相同的開關(guān)頻率交替導(dǎo)通，且每個(gè)開關(guān)管的占空比d均小于50%，留出一定死區(qū)時(shí)間以避免S1和S2同時(shí)導(dǎo)通。由前級(jí)推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過(guò)變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過(guò)由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場(chǎng)合。

　　圖1 推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)?/P>

　　當(dāng)S1開通時(shí)，其漏源電壓 uDS1只是一個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0，而此時(shí)由于在繞組中會(huì)產(chǎn)生一個(gè)感應(yīng)電壓，并且根據(jù)變壓器初級(jí)繞組的同名端關(guān)系，該感應(yīng)電壓也會(huì)疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時(shí)承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2UI.在實(shí)際中，變壓器的漏感會(huì)產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來(lái)抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD.

　　2 推挽變壓器設(shè)計(jì)的主電路

　　圖2為簡(jiǎn)化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過(guò)大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個(gè)抽頭分別接兩個(gè)全控型開關(guān)器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過(guò)分壓支路得到反饋電壓信號(hào)UOUT.

　　圖2 推挽變壓器簡(jiǎn)化后的主電路圖

　　以CA3524芯片為核心，構(gòu)成控制電路。通過(guò)調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來(lái)調(diào)節(jié)全控型開關(guān)器件的開關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號(hào)，并通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路，分別交替控制兩個(gè)全控型開關(guān)器件。電壓反饋信號(hào)輸入芯片的1管腳，通過(guò)調(diào)節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號(hào)的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運(yùn)放一起構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)PWM脈沖占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。