開(kāi)關(guān)電源電路開(kāi)發(fā)設(shè)計(jì)秘籍大全

線纏繞在鐵氧體磁心周?chē)灿兄谧钚』@種電流。這樣就形成了一個(gè)共模電感器，其在不影響差分電壓測(cè)量的同時(shí)， 還減少了共模電流引起的測(cè)量誤差。 圖6.2顯示了該完全相同電路的紋波電壓，其使用了改進(jìn)的測(cè)量方法。這樣，高頻峰值就被真正地消除了。

　　圖6.2 四個(gè)輕微的改動(dòng)便極大地改善了測(cè)量結(jié)果

　　實(shí)際上，集成到系統(tǒng)中以后，電源紋波性能甚至?xí)谩Ｔ陔娫春拖到y(tǒng)其他組件之間幾乎總是會(huì)存在一些電感。這種電感可能存在于布線中，抑或只有蝕刻存在于PWB上。另外，在芯片周?chē)偸菚?huì)存在額外的旁路電容，它們就是電源的負(fù)載。 這二者共同構(gòu)成一個(gè)低通濾波器， 進(jìn)一步降低了電源紋波和/或高頻噪聲。 在極端情況下，電流短時(shí)流經(jīng)15nH電感和 10μF旁路電容的一英寸導(dǎo)體時(shí)，該濾波器的截止頻率為400kHz。這種情況下，就意味著高頻噪聲將會(huì)得到極大降低。許多情況下，該濾波器的截止頻率會(huì)在電源紋波頻率以下，從而有可能大大降低紋波。經(jīng)驗(yàn)豐富的工程師應(yīng)該能夠找到在其測(cè)試過(guò)程中如何運(yùn)用這種方法的途徑。

　　秘笈七 高效驅(qū)動(dòng)LED離線式照明

　　用切實(shí)可行的螺紋旋入式LED來(lái)替代白熾燈泡可能還需要數(shù)年的時(shí)間， 而在建筑照明中LED的使用正在不斷增長(zhǎng)， 其具有更高的可靠性和節(jié)能潛力。 同大多數(shù)電子產(chǎn)品一樣， 其需要一款電源來(lái)將輸入功率轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)ED可用的形式。 在路燈應(yīng)用中， 一種可行的配置是創(chuàng)建300V/0.35安培負(fù)載的80個(gè)串聯(lián)的LED。在選擇電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)，需要制定隔離和功率因數(shù)校正 （PFC） 相關(guān)要求。隔離需要大量的安全權(quán)衡研究， 其中包括提供電擊保護(hù)需求和復(fù)雜化電源設(shè)計(jì)之間的對(duì)比權(quán)衡。在這種應(yīng)用中，LED上存在高壓， 一般認(rèn)為隔離是非必需的， 而PFC才是必需的， 因?yàn)樵跉W洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能，而這款產(chǎn)品正是針對(duì)歐洲市場(chǎng)推出的。

　　就這種應(yīng)用而言，有三種可選電源拓?fù)洌航祲和負(fù)洹⑥D(zhuǎn)移模式反向拓?fù)浜娃D(zhuǎn)移模式 （TM） 單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器 （SEPIC） 拓?fù)?。?dāng)LED電壓大約為80伏特時(shí)，降壓拓?fù)淇梢苑浅Ｓ行У乇挥糜跐M足諧波電流要求。在這種情況下，更高的負(fù)載電壓將無(wú)法再繼續(xù)使用降壓拓?fù)?。那么，此時(shí)較為折中的方法就是使用反向拓?fù)浜蚐EPIC拓?fù)?。SEPIC 具有的優(yōu)點(diǎn)是，其可鉗制功率半導(dǎo)體器件的開(kāi)關(guān)波形，允許使用較低的電壓，從而使器件更為高效。在該應(yīng)用中，可以獲得大約2%的效率提高。另外，SEPIC中的振鈴更少，從而使EMI濾波更容易。圖7.1 顯示了這種電源的原理圖。

　　圖7.1 轉(zhuǎn)移模式SEPIC發(fā)揮了簡(jiǎn)單LED驅(qū)動(dòng)器的作用

　　該電路使用了一個(gè)升壓TM PFC控制器來(lái)控制輸入電流波形。該電路以離線為 C6充電作為開(kāi)始。 一旦開(kāi)始工作， 控制器的電源就由一個(gè)SEPIC電感上的輔助繞組來(lái)提供。一個(gè)相對(duì)較大的輸出電容將LED紋波電流限定在DC電流的20%。補(bǔ)充說(shuō)明一下，TM SEPIC中的AC 電通量和電流非常高， 需要漆包絞線和低損耗內(nèi)層芯板來(lái)降低電感損耗。

　　圖7.2和圖7.3顯示了與圖7.1中原理圖相匹配的原型電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。 與歐洲線路范圍相比， 其效率非常之高， 最高可達(dá)92%。 這一高效率是通過(guò)限制功率器件上的振鈴實(shí)現(xiàn)的。 另外， 正如我們從電流波形中看到的一樣， 在96%效率以上時(shí)功率因數(shù)非常好。有趣的是，該波形并非純粹的正弦曲線，而是在上升沿和下降沿呈現(xiàn)出一些斜度，這是電路沒(méi)有測(cè)量輸入電流而只對(duì)開(kāi)關(guān)電流進(jìn)行測(cè)量的緣故。但是，該波形還是足以通過(guò)歐洲諧波電流要求的。

　　圖7.2 TM SEPIC具有良好的效率和高PFC效率

　　圖7.3 線路電流輕松地通過(guò) EN61000-3-2 Class C標(biāo)準(zhǔn)

　　秘笈八 通過(guò)改變電源頻率來(lái)降低EMI性能

　　在測(cè)定EMI性能時(shí)， 您是否發(fā)現(xiàn)無(wú)論您采用何種方法濾波都依然會(huì)出現(xiàn)超出規(guī)范幾dB 的問(wèn)題呢？有一種方法或許可以幫助您達(dá)到EMI性能要求，或簡(jiǎn)化您的濾波器設(shè)計(jì)。這種方法涉及了對(duì)電源開(kāi)關(guān)頻率的調(diào)制，以引入邊帶能量，并改變窄帶噪聲到寬帶的發(fā)射特征， 從而有效地衰減諧波峰值。 需要注意的是， 總體 EMI 性能并沒(méi)有降低，只是被重新分布了。利用正弦調(diào)制，可控變量的兩個(gè)變量為調(diào)制頻率 （fm） 以及您改變電源開(kāi)關(guān)頻率 （Δf） 的幅度。調(diào)制指數(shù) （Β） 為這兩個(gè)變量的比：

　　圖8.1顯示了通過(guò)正弦波改變調(diào)制指數(shù)產(chǎn)生的影響。當(dāng)Β=0時(shí)，沒(méi)有出現(xiàn)頻移，只有一條譜線。 當(dāng)Β=1時(shí)， 頻率特征開(kāi)始延伸， 且中心頻率分量下降了20%。 當(dāng)Β=2時(shí)， 該特征將進(jìn)一步延伸， 且最大頻率分量為初始狀態(tài)的60%。 頻率調(diào)制理論可以用于量化該頻譜中能量的大小。 Carson法則表明大部分能量都將被包含在2 * （Δf + fm）帶寬中。

　　圖8.1 調(diào)制電源開(kāi)關(guān)頻率延伸了EMI特征

　　圖8.2顯示了更大的調(diào)制指數(shù)，并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。

　　圖8.2 更大的調(diào)制指數(shù)可以進(jìn)一步降低峰值EMI性能

選取調(diào)制頻率和頻移是兩個(gè)很重要的方面。 首先， 調(diào)制頻率應(yīng)該高于EMI接收機(jī)帶寬， 這樣接收機(jī)才不會(huì)同時(shí)對(duì)兩個(gè)邊帶進(jìn)行測(cè)量。 但是， 如果您選取的頻率太高，那么電源控制環(huán)路可能無(wú)法完全控制這種變化，從而帶來(lái)相同速率下的輸出電壓變化。另外，這種調(diào)制還會(huì)引起電源中出現(xiàn)可聞噪聲。因此，我們選取的調(diào)制頻率一般不能高出接收機(jī)帶寬太多， 但要大于可聞噪聲范圍。 很顯然， 從圖8.2我們可以看出，較大地改變工作頻率更為可取。然而，這樣會(huì)影響到電源設(shè)計(jì)，意識(shí)到這一點(diǎn)非常重要。也就是說(shuō)，為最低工作頻率選擇磁性元件。此外，輸出電容還需要處理更低頻率運(yùn)行帶來(lái)的更大的紋波電流。

　　圖8.3對(duì)有頻率調(diào)制和無(wú)頻率調(diào)制的EMI性能測(cè)量值進(jìn)行了對(duì)比。此時(shí)的調(diào)制指數(shù)為4，正如我們預(yù)料的那樣，基頻下EMI性能大約降低了8dB。其他方面也很重要。

　　諧波被抹入 （smear into） 同其編號(hào)相對(duì)應(yīng)的頻帶中，即第三諧波延展至基頻的三倍。 這種情況會(huì)在一些較高頻率下重復(fù)， 從而使噪聲底限大大高于固定頻率的情況。因此， 這種方法可能并不適用于低噪聲系統(tǒng)。 但是， 通過(guò)增加設(shè)計(jì)裕度和最小化EMI

　　濾波器成本，許多系統(tǒng)都已受益于這種方法。

　　圖8.3 改變電源頻率降低了基頻但提高了噪聲底限

　　秘笈九 估算表面貼裝半導(dǎo)體的溫升

　　過(guò)去估算半導(dǎo)體溫升十分簡(jiǎn)單。您只需計(jì)算出組件的功耗，然后采用冷卻電路電模擬即可確定所需散熱片的類(lèi)型?，F(xiàn)在出于對(duì)尺寸和成本因素的考慮，人們渴望能夠去除散熱片，這就使得這一問(wèn)題復(fù)雜化了。貼裝在散熱增強(qiáng)型封裝中的半導(dǎo)體要求電路板能夠起到散熱片的作用，并提供所有必需的冷卻功能。如圖9.1所示， 熱量經(jīng)過(guò)一塊金屬貼裝片和封裝流入印刷線路板 （PWB）。然后，熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，并通過(guò)自然對(duì)流經(jīng)電路板表面擴(kuò)散到周?chē)沫h(huán)境中。影響裸片溫升的重要因素是PWB中的銅含量以及用于對(duì)流導(dǎo)熱的表面面積。

　　圖9.1 熱量由側(cè)面流經(jīng)PWB線跡，然后從 PWB 表面擴(kuò)散至周?chē)h(huán)境

半導(dǎo)體產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)通常會(huì)列出某種PWB結(jié)構(gòu)下結(jié)點(diǎn)至周?chē)h(huán)境的熱阻。這就是說(shuō)，設(shè)計(jì)人員只需將這種熱阻乘以功耗，便可計(jì)算出溫升情況。但是，如果設(shè)計(jì)并沒(méi)有具體的結(jié)構(gòu)，或者如果需要進(jìn)一步降低熱阻，那么就會(huì)出現(xiàn)許多問(wèn)題。

　　圖9.2所示為熱流問(wèn)題的簡(jiǎn)化電模擬， 我們可據(jù)此深入分析。 IC電源由電流源表示，而熱阻則由電阻表示。在各電壓下對(duì)該電路求解，其提供了對(duì)溫度的模擬。從結(jié)點(diǎn)至貼裝面存在熱阻，同時(shí)遍布于電路板的橫向電阻和電路板表面至周?chē)h(huán)境的電阻共同形成一個(gè)梯形網(wǎng)絡(luò)。這種模型假設(shè)1）電路板為垂直安裝，2）無(wú)強(qiáng)制對(duì)流或輻射制冷，所有熱流均出現(xiàn)在電路板的銅中，3）在電路板兩側(cè)幾乎沒(méi)有溫差。

　　圖9.2 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算

　　圖9.3所示為增加PWB中的銅含量對(duì)提高熱阻的影響。將 1.4 mils銅（雙面，半盎司） 增加到8.4 mils（ 4層 ，1.5盎司） ， 就有可能將熱阻提高3倍。 圖中兩條曲線：一條表示熱流進(jìn)入電路板、 直徑為0.2英寸的小尺寸封裝； 另一條表示熱流進(jìn)入電路板、 直徑為0.4英寸的大尺寸封裝。 這兩條曲線均適用于9平方英寸的PWB。 這兩條曲線均同標(biāo)稱(chēng)數(shù)據(jù)緊密相關(guān)，同時(shí)都有助于估算改變產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)電路板結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的影響。但是使用這一數(shù)據(jù)時(shí)需要多加謹(jǐn)慎，其假設(shè)9平方英寸PWB內(nèi)沒(méi)有其他功耗，而實(shí)際上并非如此。

　　圖9.3 熱流電氣等效簡(jiǎn)化了溫升估算

　　秘笈十 輕松估計(jì)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)

　　本篇電源設(shè)計(jì)小貼士介紹了一種通過(guò)了解控制帶寬和輸出濾波器電容特性估算電源瞬態(tài)響應(yīng)的簡(jiǎn)單方法。該方法充分利用了這樣一個(gè)事實(shí)，即所有電路的閉環(huán)輸出阻抗均為開(kāi)環(huán)輸出阻抗除以 1 加環(huán)路增益，或簡(jiǎn)單表述為：

圖10.1以圖形方式說(shuō)明了上述關(guān)系，兩種阻抗均以dB-Ω或20*log ［Z］為單位。在開(kāi)環(huán)曲線上的低頻率區(qū)域內(nèi)，輸出阻抗取決于輸出電感阻抗和電感。當(dāng)輸出電容和電感發(fā)生諧振時(shí)，形成峰值。高頻阻抗取決于電容輸出濾波器特性、等效串聯(lián)電