運(yùn)用自定時(shí)電壓檢測技術(shù)提高LCD電視電源效率

　　在力求縮小LCD電視體積趨勢的推動(dòng)下，諧振電源轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)越來越受到電視電源工程師的關(guān)注，因?yàn)樗鼈兡苤г娫窗雽?dǎo)體元件，使其運(yùn)作在非常高的開關(guān)頻率，因而有助于電源變壓器和濾波電容的小型化。本文將討論如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定時(shí)電壓檢測同步MOSFET控制原理，協(xié)助LCD電視等消費(fèi)電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)高電源轉(zhuǎn)換效率。

　　透過對MOSFET的初級側(cè)實(shí)施零電壓開關(guān)（ZVS）可以實(shí)現(xiàn)上述要求，因?yàn)閆VS大幅降低了開關(guān)損耗。 開關(guān)損耗越低、效率越高、MOSFET的熱管理越簡單。然而，電源輸出二極管的低效率嚴(yán)重阻礙了設(shè)備體積的進(jìn)一步微型化。

　　在大屏幕電視中，要求在諧振電源內(nèi)使用表面黏著MOSFET取代帶散熱器的輸出二極管。不過，由于時(shí)序復(fù)雜性、成本和現(xiàn)有同步整流器解決方案欠佳的表現(xiàn)，迄今為止，采用這一替代方案的數(shù)量非常有限。

　　本文將揭示自定時(shí)電壓檢測同步MOSFET控制方案如何提升電源轉(zhuǎn)換效率。

　　諧振轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)

　　諧振轉(zhuǎn)換器內(nèi)的半導(dǎo)體開關(guān)具有軟開關(guān)特性，它獨(dú)立于負(fù)載并降低了峰值電流，因而有可能縮小電源變壓器和散熱器的體積。減少的電磁干擾（EMI）則是另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

　　傳統(tǒng)的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器往往更容易受寄生電容和漏電感的影響。這種影響表現(xiàn)為高頻振鈴、大電流尖峰和開關(guān)損耗，以及不期望的電磁干擾。

　　如果用在LCD電視內(nèi)，由于液晶面板、電源和音效卡都緊鄰彼此，所以電磁干擾污染會(huì)嚴(yán)重影響影像和聲音品質(zhì)。具有ZVS特性的諧振轉(zhuǎn)換器則不會(huì)產(chǎn)生此類電磁干擾。

　　在不同諧振拓?fù)渲校瑢η岸薉C匯流排轉(zhuǎn)換來說，LLC諧振轉(zhuǎn)換器一直是最有吸引力的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖1即為該設(shè)計(jì)原理。

　　圖1.帶中心抽頭次級繞組的諧振LLC轉(zhuǎn)換器

　　使用電容與整合磁性變壓器的磁感和漏感相結(jié)合的方法，在軟開關(guān)部份建構(gòu)了一個(gè)復(fù)雜的帶降壓升壓（buck boost）轉(zhuǎn)換特性的諧振槽。 LLC諧振轉(zhuǎn)換器透過調(diào)節(jié)互補(bǔ)初級開關(guān)的開關(guān)頻率來調(diào)整輸入電壓和輸出負(fù)載。

　　由于LCD電視電源需遵守IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，所以在主輸入橋式整流器后采用了主動(dòng)功率因子校正（PFC）升壓預(yù)調(diào)節(jié)器。PFC調(diào)節(jié)器將為諧振轉(zhuǎn)換器的輸入提供穩(wěn)壓后的390V，在正常工作時(shí)，其幅值變化不大。

　　在標(biāo)稱直流輸入電壓下，可使諧振轉(zhuǎn)換器工作在接近串聯(lián)的諧振槽頻率fr的頻率對其實(shí)施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。

　　因此，可借助相對窄的開關(guān)頻率變化，針對寬泛的負(fù)載變化對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。在負(fù)載很輕和無載條件下，諧振轉(zhuǎn)換器或是工作在最高頻或是進(jìn)入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。

　　如何降低功率損耗

　　至關(guān)重要的是，因?yàn)榧词垢咝阅艿氖捥鼗O管在流過大電流時(shí)都會(huì)產(chǎn)生較高的正向電壓，所以諧振轉(zhuǎn)換器的輸出整流器是導(dǎo)通損耗的一個(gè)重要來源。因此，次級側(cè)同步整流是公認(rèn)的改善傳統(tǒng)二極管整流效率的有效方法。有兩種控制方法可用。

　　第一種方法是透過同步其閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)與初級側(cè)MOSFET的閘極驅(qū)動(dòng)來驅(qū)動(dòng)同步MOSFET。采用高頻變壓器將初級側(cè)MOSFET的閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)傳輸?shù)诫娫醋儔浩鞯拇渭墏?cè)。但對工作在寬負(fù)載范圍的LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說，這種方法難以產(chǎn)生最佳化的次級側(cè)閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)。

　　在中載和輕載條件下，圖1中，由于諧振槽電壓和電流的相移，無法使用初級側(cè)的訊號(hào)驅(qū)動(dòng)輸出同步整流器S1和S2。在輕載條件下，轉(zhuǎn)換器工作在諧振頻率fr以上的區(qū)域，輸出整流器電流變得不連續(xù)，且在諧振槽的電壓和電流間存在相差。

　　這一時(shí)序上的不匹配，導(dǎo)致輸出電容在不連續(xù)的整流器電流間歇期放電。由輸出電容放電導(dǎo)致的輸出和電源變壓器之間的無功（reactive power）能流是使轉(zhuǎn)換效率低下的原因。因此，該控制方案僅限于用在為負(fù)載變化不大的應(yīng)用設(shè)計(jì)諧振轉(zhuǎn)換器。

　　第二個(gè)控制方法是采用取自變壓器次級側(cè)的訊號(hào)驅(qū)動(dòng)同步MOSFET。感測同步MOSFET電流的方法之一是借助一個(gè)電流檢測變壓器加上一個(gè)分離比較器。然后利用比較器的輸出訊號(hào)再透過緩沖電晶體來驅(qū)動(dòng)次級側(cè)MOSFET。

　　雖然可根據(jù)其目前電流狀態(tài)開/關(guān)MOSFET，這種方法仍受限于很高的電路復(fù)雜性和比較器的時(shí)序延遲。最近，IC設(shè)計(jì)進(jìn)步使同步整流出現(xiàn)了從傳統(tǒng)的基于電流變壓器的檢測方法向無損耗漏極電壓感知技術(shù)（如下圖2所示）轉(zhuǎn)移的跡象。

　　圖2.帶類比閘極驅(qū)動(dòng)、用于諧振轉(zhuǎn)換器漏極電壓感測的同步控制器

　　除了將MOSFET次級側(cè)的無功電流損耗降至最低外，這種新技術(shù)還進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)換效率，同時(shí)也由于不再需要電流檢測變壓器，加上拿掉了快速回應(yīng)比較器，因而降低了系統(tǒng)成本。

　　在力求縮小LCD電視體積趨勢的推動(dòng)下，諧振電源轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)越來越受到電視電源工程師的關(guān)注，因?yàn)樗鼈兡苤г娫窗雽?dǎo)體元件，使其運(yùn)作在非常高的開關(guān)頻率，因而有助于電源變壓器和濾波電容的小型化。本文將討論如何利用基于ZXGD3101同步控制器的自定時(shí)電壓檢測同步MOSFET控制原理，協(xié)助LCD電視等消費(fèi)電子產(chǎn)品設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)高電源轉(zhuǎn)換效率。

　　透過對MOSFET的初級側(cè)實(shí)施零電壓開關(guān)（ZVS）可以實(shí)現(xiàn)上述要求，因?yàn)閆VS大幅降低了開關(guān)損耗。 開關(guān)損耗越低、效率越高、MOSFET的熱管理越簡單。然而，電源輸出二極管的低效率嚴(yán)重阻礙了設(shè)備體積的進(jìn)一步微型化。

　　在大屏幕電視中，要求在諧振電源內(nèi)使用表面黏著MOSFET取代帶散熱器的輸出二極管。不過，由于時(shí)序復(fù)雜性、成本和現(xiàn)有同步整流器解決方案欠佳的表現(xiàn)，迄今為止，采用這一替代方案的數(shù)量非常有限。

　　本文將揭示自定時(shí)電壓檢測同步MOSFET控制方案如何提升電源轉(zhuǎn)換效率。

　　諧振轉(zhuǎn)換器的優(yōu)點(diǎn)

　　諧振轉(zhuǎn)換器內(nèi)的半導(dǎo)體開關(guān)具有軟開關(guān)特性，它獨(dú)立于負(fù)載并降低了峰值電流，因而有可能縮小電源變壓器和散熱器的體積。減少的電磁干擾（EMI）則是另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。

　　傳統(tǒng)的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器往往更容易受寄生電容和漏電感的影響。這種影響表現(xiàn)為高頻振鈴、大電流尖峰和開關(guān)損耗，以及不期望的電磁干擾。

　　如果用在LCD電視內(nèi)，由于液晶面板、電源和音效卡都緊鄰彼此，所以電磁干擾污染會(huì)嚴(yán)重影響影像和聲音品質(zhì)。具有ZVS特性的諧振轉(zhuǎn)換器則不會(huì)產(chǎn)生此類電磁干擾。

　　在不同諧振拓?fù)渲校瑢η岸薉C匯流排轉(zhuǎn)換來說，LLC諧振轉(zhuǎn)換器一直是最有吸引力的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖1即為該設(shè)計(jì)原理。

　　圖1.帶中心抽頭次級繞組的諧振LLC轉(zhuǎn)換器

　　使用電容與整合磁性變壓器的磁感和漏感相結(jié)合的方法，在軟開關(guān)部份建構(gòu)了一個(gè)復(fù)雜的帶降壓升壓（buck boost）轉(zhuǎn)換特性的諧振槽。 LLC諧振轉(zhuǎn)換器透過調(diào)節(jié)互補(bǔ)初級開關(guān)的開關(guān)頻率來調(diào)整輸入電壓和輸出負(fù)載。

　　由于LCD電視電源需遵守IEC61000-3-2標(biāo)準(zhǔn)，所以在主輸入橋式整流器后采用了主動(dòng)功率因子校正（PFC）升壓預(yù)調(diào)節(jié)器。PFC調(diào)節(jié)器將為諧振轉(zhuǎn)換器的輸入提供穩(wěn)壓后的390V，在正常工作時(shí)，其幅值變化不大。

　　在標(biāo)稱直流輸入電壓下，可使諧振轉(zhuǎn)換器工作在接近串聯(lián)的諧振槽頻率fr的頻率對其實(shí)施最佳化，其中，fr= 1/（2π）（LlkCres）0.5）。

　　因此，可借助相對窄的開關(guān)頻率變化，針對寬泛的負(fù)載變化對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。在負(fù)載很輕和無載條件下，諧振轉(zhuǎn)換器或是工作在最高頻或是進(jìn)入跨周（pulse-skipping）模式，以降低功耗。

　　如何降低功率損耗

　　至關(guān)重要的是，因?yàn)榧词垢咝阅艿氖捥鼗O管在流過大電流時(shí)都會(huì)產(chǎn)生較高的正向電壓，所以諧振轉(zhuǎn)換器的輸出整流器是導(dǎo)通損耗的一個(gè)重要來源。因此，次級側(cè)同步整流是公認(rèn)的改善傳統(tǒng)二極管整流效率的有效方法。有兩種控制方法可用。

　　第一種方法是透過同步其閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)與初級側(cè)MOSFET的閘極驅(qū)動(dòng)來驅(qū)動(dòng)同步MOSFET。采用高頻變壓器將初級側(cè)MOSFET的閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)傳輸?shù)诫娫醋儔浩鞯拇渭墏?cè)。但對工作在寬負(fù)載范圍的LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說，這種方法難以產(chǎn)生最佳化的次級側(cè)閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)。

　　在中載和輕載條件下，圖1中，由于諧振槽電壓和電流的相移，無法使用初級側(cè)的訊號(hào)驅(qū)動(dòng)輸出同步整流器S1和S2。在輕載條件下，轉(zhuǎn)換器工作在諧振頻率fr以上的區(qū)域，輸出整流器電流變得不連續(xù)，且在諧振槽的電壓和電流間存在相差。

　　這一時(shí)序上的不匹配，導(dǎo)致輸出電容在不連續(xù)的整流器電流間歇期放電。由輸出電容放電導(dǎo)致的輸出和電源變壓器之間的無功（reactive power）能流是使轉(zhuǎn)換效率低下的原因。因此，該控制方案僅限于用在為負(fù)載變化不大的應(yīng)用設(shè)計(jì)諧振轉(zhuǎn)換器。

　　第二個(gè)控制方法是采用取自變壓器次級側(cè)的訊號(hào)驅(qū)動(dòng)同步MOSFET。感測同步MOSFET電流的方法之一是借助一個(gè)電流檢測變壓器加上一個(gè)分離比較器。然后利用比較器的輸出訊號(hào)再透過緩沖電晶體來驅(qū)動(dòng)次級側(cè)MOSFET。

　　雖然可根據(jù)其目前電流狀態(tài)開/關(guān)MOSFET，這種方法仍受限于很高的電路復(fù)雜性和比較器的時(shí)序延遲。最近，IC設(shè)計(jì)進(jìn)步使同步整流出現(xiàn)了從傳統(tǒng)的基于電流變壓器的檢測方法向無損耗漏極電壓感知技術(shù)（如下圖2所示）轉(zhuǎn)移的跡象。

　　圖2.帶類比閘極驅(qū)動(dòng)、用于諧振轉(zhuǎn)換器漏極電壓感測的同步控制器

　　除了將MOSFET次級側(cè)的無功電流損耗降至最低外，這種新技術(shù)還進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)換效率，同時(shí)也由于不再需要電流檢測變壓器，加上拿掉了快速回應(yīng)比較器，因而降低了系統(tǒng)成本。

　　ZXGD3101是一款在MOSFET閘極驅(qū)動(dòng)器內(nèi)整合了高速比較器的同步控制器。它是專為電壓檢測方法設(shè)計(jì)，具有直接檢知MOSFET漏/源極接腳間差分電壓的高電壓比較器。漏極電壓水準(zhǔn)與MOSFET的電流和導(dǎo)通阻抗相關(guān)。

　　當(dāng)輸出整流器上開始有電流流動(dòng)時(shí)，MOSFET的體二極管導(dǎo)通初始電流。由于體二極管導(dǎo)通并開啟MOSFET，控制器將檢測到負(fù)的漏極電壓。為獲得同步整流器的最佳效率，應(yīng)當(dāng)在盡可能靠近零電流點(diǎn)的位置切斷MOSFET、不使其進(jìn)入反轉(zhuǎn)導(dǎo)通狀態(tài)。

　　可透過比較漏極電壓與負(fù)的閾值電壓（Vth）做到這點(diǎn)。當(dāng)漏極電壓是個(gè)比Vth更正的值時(shí)，MOSFET的閘極電壓被拉低至1V，以確保元件被關(guān)閉。

　　更多的情況是，在整個(gè)MOSFET導(dǎo)通期間，傳統(tǒng)的閘極驅(qū)動(dòng)器扮演著徹底強(qiáng)化MOSFET的數(shù)位高電壓的角色。但對諧振轉(zhuǎn)換器而言，這是不必要的，因?yàn)闈M載整流器電流是正弦波，且損耗只是在漏極電流峰值（ISYN（pk））階段才顯得舉足輕重。

　　事實(shí)上，采用類比閘極電壓驅(qū)動(dòng)MOSFET的效率更高，如圖2所示，其中：閘極電壓隨漏極電壓或電流幅值的變化而改變。

　　閘極電壓隨反向漏極電壓的下降而逐漸降低，因而確保了MOSFET在電流過零點(diǎn)附近的迅速切斷。換言之，可以更少的閘極電荷切斷MOSFET，因而縮短了閘極電壓的下降時(shí)間，并確保沒有反向電流。

　　此外，比例式閘極驅(qū)動(dòng)器根據(jù)MOSFET的電流幅值調(diào)節(jié)其輸出電壓，這樣，在漏極電流接近零之前，該MOSFET的閘極一直在得到加強(qiáng)。這樣，在MOSFET關(guān)閉后，就將體二極管的導(dǎo)通時(shí)間縮至最短。圖3為同步MOSFET的工作波形。

　　在滿載情況下，圖3b顯示，為獲得低阻抗，在MOSFET的大電流期間壓一直維持在10V左右。

　　圖3.顯示的是諧振轉(zhuǎn)換器的閘極驅(qū)動(dòng)器工作波形：（a）25%負(fù)載和（b）滿載

　　當(dāng)漏電流為低時(shí)，閘極電壓逐漸降低、導(dǎo)致MOSFET的阻抗加大、因而設(shè)立起負(fù)的漏極電壓。與數(shù)位電平閘極電壓比，這確保了阻抗非常低的MOSFET將不會(huì)關(guān)閉，且仍將維持導(dǎo)通相當(dāng)水準(zhǔn)的電流。

　　讓熱設(shè)計(jì)更容易

　　在加大功率密度時(shí)，熱管理成為一個(gè)關(guān)鍵設(shè)計(jì)因素，且它對產(chǎn)品品質(zhì)和可靠性非常重要。對液晶電視來說，出于安全考量，電源被封裝在特殊或完全密封的殼體內(nèi)，此時(shí)，因系統(tǒng)散熱基本上只依靠自然對流和輻射，所以，電源部份的有效散熱就成為一個(gè)主要設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　典型的電視電源需要為音訊放大器提供+12V輸出；為背光提供+24V輸出；為微控制器和介面提供+5V輸出。+12V輸出軌的功率低于+24V輸出軌的功率、并使用蕭特基二極管，如圖2所示。

　　一般來說，一個(gè)32英吋顯示幕在最高亮度時(shí)，背光單元約需144W功率。 這相當(dāng)于在24V輸出軌的肖特基二極管上流過6A電流，并伴隨需采用大體積散熱器的導(dǎo)通損耗。 對于42英吋顯示幕來說，背光功率提高到264W，電流為11A。

　　若電視電源采用40A額定電流/100V擊穿電壓的肖特基二極管作為輸出整流器，其正向壓降通常為425mV/3A@125℃結(jié)溫。 那么，24V電源軌上每個(gè)輸出二極管在6A滿負(fù)載條件下的導(dǎo)通損耗約為1.275W。

　　假設(shè)PCB的溫度是80℃，則采用1平方英吋銅焊接空間D2PAK封裝二極管的結(jié)溫將升高到120℃這一非理想值。

　　如果我們將滿負(fù)載輸出電流升高到點(diǎn)亮更大液晶顯示幕所用CCFL或LED 背光單元所需的11A，則靜態(tài)功耗就變?yōu)?.12W，若不采用大型散熱器，就無法輕易地實(shí)現(xiàn)散熱。

　　在滿負(fù)載條件下，假設(shè)諧振槽可充分濾除掉輸入電壓的高次諧波，則在6A輸出軌，每個(gè)MOSFET的均方根（RMS）漏極電流約為3.33A。

　　基于漏極電壓感測的同步閘極驅(qū)動(dòng)器方案僅在進(jìn)行MOSFET體二極管正向電壓檢測時(shí)開啟MOSFET。 因?yàn)槌跏嫉捏w二極管導(dǎo)通，閘極導(dǎo)通延遲時(shí)間降低了效率，這在高開關(guān)頻率下是不能被忽視的。

　　在將體二極管和MOSFET通道損耗運(yùn)算在內(nèi)后，當(dāng)一款rDS（on）@Tj=100°= 9mΩ的元件用在工作于80kHz的開關(guān)轉(zhuǎn)換器時(shí)，該元件的導(dǎo)通損耗約為192mW 。 因同步MOSFET在零電流處開啟和切斷，所以損耗可忽略不計(jì)。

　　MOSFET現(xiàn)工作在92℃的可接受結(jié)溫和80℃的PCB溫度。 依此類推，對42英吋顯示屏來說，在11A輸出轉(zhuǎn)換器中，相同MOSFET的導(dǎo)通損耗約為935mW。

　　對采用D2PAK表貼封裝的MOSFET來說，仍然能可靠地工作在29.5℃的結(jié)溫升狀態(tài)。 因不再需穿孔散熱器，所以可將組裝工序從兩個(gè)減為一個(gè)，也因此降低了生產(chǎn)成本。

　　本文小結(jié)

　　因?yàn)樵噲D減少諸如電源變壓器、濾波電容和散熱元件等主要系統(tǒng)元件的實(shí)體尺寸并降低其成本而求助越來越高的開關(guān)頻率的壓力越來越大，電視機(jī)電源的設(shè)計(jì)就不再微不足道，對許多以前只使用肖特基二極管技術(shù)的設(shè)計(jì)師來說，有可能是個(gè)嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。

　　雖然同步整流被廣泛認(rèn)為是能提高效率、減少發(fā)熱的一種方法，但在LLC諧振轉(zhuǎn)換器內(nèi)得到最佳的次級側(cè)閘極驅(qū)動(dòng)訊號(hào)仍然帶來了莫大挑戰(zhàn)。

　　該拓?fù)鋵鹘y(tǒng)的同步MOSFET控制技術(shù)并沒太多幫助，它要求需采用許多分離元件的復(fù)雜的系統(tǒng)解決方案，且為使系統(tǒng)正常工作，所需的設(shè)計(jì)階段也更長。 基于MOSFET控制的漏極電壓檢測可解決現(xiàn)有問題，另外，更可借力整合了高電壓比較器和MOSFET驅(qū)動(dòng)器的新一代積體電路。

　　設(shè)計(jì)師現(xiàn)在能夠迅速且容易地克服以往這些障礙。 集最佳化的MOSFET加強(qiáng)和更快切斷速度于一身的專用控制器晶片可被用來作為滿足更苛刻效率要求的工具。 此外，得益于控制器的簡單性和靈活性，在PCB設(shè)計(jì)時(shí)，只需不大的布局改變，就可將其納入現(xiàn)有的電源設(shè)計(jì)。