開關(guān)電源功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)與應(yīng)用實(shí)例之：概述 （一）

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為基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。

在式(1-1)中，有功功率是一個周期內(nèi)電流和電壓瞬時(shí)值乘積的平均值，而視在功率是電流的RMS值與電壓的RMS值的乘積。如果電流和電壓是正弦波而且同相，則功率因數(shù)是1.0。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數(shù)是相位角的余弦。在電工基礎(chǔ)課程中，功率因數(shù)往往就是如此定義，但是它僅適用于特定情況，即電流和電壓都是純正弦波。這種情況發(fā)生在負(fù)載由電阻、電容和電感元件組成，而且均為線性(不隨電流和電壓變化)的條件下。

所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)()與相移因數(shù)()的乘積。可見，功率因數(shù)由輸入電流畸變因數(shù)和基波電壓、基波電流和位移因數(shù)決定。

盡管電流波形有嚴(yán)重失真，電流和電壓仍可以完全同相。應(yīng)用”相位角余弦”的定義會得出電源的功率因數(shù)為1.0的錯誤結(jié)論。

低，則設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大;

低，表示設(shè)備輸入電流諧波分量大，將造成電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，使功率因數(shù)降低，嚴(yán)重時(shí)，會造成電子設(shè)備損壞。通常的無源電容濾波二極管整流電路的輸入端功率因數(shù)只能達(dá)到0.65左右。

從式(1:1)可見，抑制諧波分量即可達(dá)到減小，提高功率因數(shù)的目的。因此可以定性的說諧波的抑制電路即功率因數(shù)校正電路(實(shí)際上有所區(qū)別)。

因?yàn)檩斎腚娐返脑?，開關(guān)模式電源對于電網(wǎng)電源表現(xiàn)為非線性阻抗。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲能電容器組成，該電容器能夠?qū)㈦妷壕S持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個峰值到來時(shí)對電容再進(jìn)行充電。在這種情況下，只在輸入波形的各峰值處從輸入端吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量，以便在下一個峰值到來之前能維持負(fù)載電壓。這一過程通過在短時(shí)間內(nèi)將大量電荷注入電容，然后由電容器緩慢地向負(fù)載放電來實(shí)現(xiàn)，之后再重復(fù)這一周期。電流脈沖為周期的10%-20%是十分常見的，這意味著脈沖電流應(yīng)為平均電流的5-10倍。

前級從220V交流電網(wǎng)整流提供直流是在電力電子技術(shù)及電子設(shè)備中應(yīng)用極為廣泛的一種基本變流方案。但整流器;電容濾波電路是一種非線性器件和儲能元件的組合，因此雖然輸入交流電壓是正弦波，但輸入電流波形卻嚴(yán)重畸變，呈脈沖狀，含有大量的諧波，使輸入電路的功率因數(shù)達(dá)不到0.7。

由于常規(guī)整流裝置使用晶閘管或二極管，整流器件的導(dǎo)通角遠(yuǎn)小于180°，從而產(chǎn)生大量諧波電流成分，而諧波電流不做功，只有基波電流做功，功率因數(shù)很低。全橋整流器電壓和電流波形如圖1-1所示。

圖1-1 全橋整流器電壓和電流波形

因此，必須采取適當(dāng)?shù)拇胧﹣頊p小輸入電流波形的畸變，提高輸入功率因數(shù)，以減小電網(wǎng)污染。如信息產(chǎn)業(yè)部在通信電源的入網(wǎng)檢測中就要求1500W 以上的電源設(shè)備，其功率因數(shù)必須高于0.92;以下的電源設(shè)備，其功率因數(shù)必須高于0.85。

目前，主要用來提高功率因數(shù)的方法有)電感無源濾波，這種方法對抑制高次諧波有效，但體積大，重量大，在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中其應(yīng)用將越來越少;逆變器有源濾波，對各次諧波響應(yīng)快，但設(shè)備造價(jià)昂貴;三相高功率因數(shù)整流器，效率高、性能好，近年來其控制策略和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)處于不斷發(fā)展中。單相有源功率因數(shù)校正(APFC),通常采用Boot電路，CCM工作模式，因其良好的校正效果，目前在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中得到越來越廣泛的應(yīng)用。

(1) 諧波

圖1-2電流波形中的諧波成分

圖1-2顯示了電流波形中的諧波成分，基波(在本例中為60Hz)以100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。注意到幾乎沒有偶次諧