6 kW開關電源PFC電路實現(xiàn)
在各種單相PFC電路拓撲結(jié)構(gòu)中,Boost電路具有結(jié)構(gòu)簡單、變換效率高、易于控制等優(yōu)點而得到廣泛應用。高頻化方法可以有效地減小有源功率因數(shù)電路的體積、重量,從而提高電路的功率密度。但是,高頻化也帶來了諸多問題,其中最為引人關注的是開關損耗的急劇增大。有源功率因數(shù)校正電路的軟開關技術(shù)能夠有效地解決這一問題,本文將要介紹的電路就是這一類電路。
軟PWM 技術(shù)是指具有軟開關環(huán)境的PWM 技術(shù)。這種技術(shù)的特點是:在開關周期中,電路具有軟開關環(huán)境,而在非開關周期中,仍然保持原來硬開關PWM電路的各種優(yōu)點[1]。軟開關技術(shù)理論上可使開關損耗降為零;實際上,可使目前的各種電源模塊的變換效率由80豫提高到90豫以上,達到高頻率、高效率的功率變換。
此電路是在傳統(tǒng)PFC 電路的基礎拓撲結(jié)構(gòu)上,加入了有源緩沖電路結(jié)構(gòu)。緩沖電路的引入改善了電路的開關環(huán)境、增加了電路效率。對大部分自關斷器件組成的電路,由于開關頻率高,緩沖電路著重于改善開關器件的開關軌跡,控制EMI,減小電流、電壓應力,從而降低開關損耗,為器件提供安全的開關環(huán)境,最大限度地利用器件特性,充分發(fā)揮器件的效能。
傳統(tǒng)的有源緩沖電路單元,大多是既復雜、高功耗又難于控制,且輸入電壓范圍較小、帶負載能力較弱。
本文所研究的電路具有結(jié)構(gòu)簡單,帶負載能力強,允許輸入電壓范圍寬,以及很方便地實現(xiàn)PWM控制等優(yōu)點。并且,通過實際的運行與測試,效果理想。
1 工作原理
在實際6 kW的PFC 電路中,由于電流較大,主開關管由4只大功率IGBT 管并聯(lián)運行,輔助開關管由兩只大功率IGBT管并聯(lián)運行,主二極管也是多管并聯(lián)運行。在圖1所示的原理圖中,由Lr,Cr2,Dr,D1,D2及T2共同組成了緩沖器單元。
為方便電路分析,在不改變電路運行條件的基礎上,進行了以下假設:
1)輸入電壓為恒定值;
2)輸出電容C0充分大;
3)輸入電感L 充分大;
4)諧振電路為理想諧振;
5)主電感L 遠大于諧振電感Lr;
6)各器件的寄生電容忽略不計;
7)除主二極管D 以外,其它二極管的反向恢復時間忽略不計。
工作過程分8 個階段,各階段等效電路如圖2所示,波形圖如圖3所示。
1)[t0,t1] 在t0時刻之前,主開關管T1與輔助開關管T2均處于截止狀態(tài),主二極管D 處于導通狀態(tài)。在t0時刻(iD=Ii ,vCr2=0),輔助開關管T2導通。此時,Dr和T2為零電流情況下導通(ZCT),Lr 限制通過Dr和T2的電流上升率。此時段中,通過主二極管D的電流線性下降,同時,通過T2的電流線性上升。
2)[t1,t2] 在t=t1時刻,由于二極管的反向?qū)?,D 上電流繼續(xù)下降,而流過Dr 和T2的電流繼續(xù)上升。直到t=t2時刻,二極管反向恢復電流達到負的最大值。
2 電路的設計
2.1 主電感的選擇
依據(jù)電感元件的伏秒平衡原理,在主開關T1導通期間,儲能電感L 上的電流增加量應與主開關T1截止期間的電流下降量相等,方向是相反的。即
在實際設計中,儲能電感L 上的峰峰值電流Ii+駐IL 不應大于最大平均電流的20豫,這可以避免儲能電感的磁飽和,也能達到限制主開關的峰值電流、峰值電壓和功率損耗的目的。這里我們選擇駐IL=1.4Ii,代入式(21)中得到儲能電感的電感量為
2.2 輸出電容的選擇
輸出電容C0 中將流過i0的交流分量,在C0兩端,電壓將產(chǎn)生脈動,該脈動量與C0的數(shù)值有關。因此,在設計中,要求選擇輸出電容C0 使輸出電壓u0的紋波啄V 低于規(guī)定值,一般電壓紋波啄V 臆2%,即輸出電壓脈動量為駐u0。
2.3 諧振電感的選擇
諧振電感的選擇依據(jù)是,在3 倍的主二極管反向恢復時間內(nèi),使其上流過電流不超過輸入的最大電流,即
2.4 諧振電容Cr1的選擇
諧振電容Cr1的選擇依據(jù)是,在與諧振電感Lr諧振的半個周期內(nèi),其上能量全部傳遞給諧振電感Lr,即
2.5 諧振電容Cr2的選擇
諧振電容Cr2 的選擇依據(jù)是,在與諧振電感Lr諧振的半個周期內(nèi),其上能量全部傳遞給諧振電感Lr,即
式中:Irrmax是主二極管D反向恢復最大電流。
3 電路的仿真與試驗結(jié)果及分析
3.1 仿真結(jié)果
仿真所得的波形如圖4-圖8所示。
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