6 kW開關電源PFC電路實現(xiàn)

在各種單相PFC電路拓撲結(jié)構(gòu)中，Boost電路具有結(jié)構(gòu)簡單、變換效率高、易于控制等優(yōu)點而得到廣泛應用。高頻化方法可以有效地減小有源功率因數(shù)電路的體積、重量，從而提高電路的功率密度。但是，高頻化也帶來了諸多問題，其中最為引人關注的是開關損耗的急劇增大。有源功率因數(shù)校正電路的軟開關技術(shù)能夠有效地解決這一問題，本文將要介紹的電路就是這一類電路。

軟PWM 技術(shù)是指具有軟開關環(huán)境的PWM 技術(shù)。這種技術(shù)的特點是：在開關周期中，電路具有軟開關環(huán)境，而在非開關周期中，仍然保持原來硬開關PWM電路的各種優(yōu)點[1]。軟開關技術(shù)理論上可使開關損耗降為零；實際上，可使目前的各種電源模塊的變換效率由80豫提高到90豫以上，達到高頻率、高效率的功率變換。

此電路是在傳統(tǒng)PFC 電路的基礎拓撲結(jié)構(gòu)上，加入了有源緩沖電路結(jié)構(gòu)。緩沖電路的引入改善了電路的開關環(huán)境、增加了電路效率。對大部分自關斷器件組成的電路，由于開關頻率高，緩沖電路著重于改善開關器件的開關軌跡，控制EMI，減小電流、電壓應力，從而降低開關損耗，為器件提供安全的開關環(huán)境，最大限度地利用器件特性，充分發(fā)揮器件的效能。

傳統(tǒng)的有源緩沖電路單元，大多是既復雜、高功耗又難于控制，且輸入電壓范圍較小、帶負載能力較弱。

本文所研究的電路具有結(jié)構(gòu)簡單，帶負載能力強，允許輸入電壓范圍寬，以及很方便地實現(xiàn)PWM控制等優(yōu)點。并且，通過實際的運行與測試，效果理想。

1 工作原理

在實際6 kW的PFC 電路中，由于電流較大，主開關管由4只大功率IGBT 管并聯(lián)運行，輔助開關管由兩只大功率IGBT管并聯(lián)運行，主二極管也是多管并聯(lián)運行。在圖1所示的原理圖中，由Lr，Cr2，Dr，D1，D2及T2共同組成了緩沖器單元。

為方便電路分析，在不改變電路運行條件的基礎上，進行了以下假設：

1）輸入電壓為恒定值；

2）輸出電容C0充分大；

3）輸入電感L 充分大；

4）諧振電路為理想諧振；

5）主電感L 遠大于諧振電感Lr；

6）各器件的寄生電容忽略不計；

7）除主二極管D 以外，其它二極管的反向恢復時間忽略不計。

工作過程分8 個階段，各階段等效電路如圖2所示，波形圖如圖3所示。

1）[t0，t1] 在t0時刻之前，主開關管T1與輔助開關管T2均處于截止狀態(tài)，主二極管D 處于導通狀態(tài)。在t0時刻（iD=Ii ，vCr2=0），輔助開關管T2導通。此時，Dr和T2為零電流情況下導通(ZCT)，Lr 限制通過Dr和T2的電流上升率。此時段中，通過主二極管D的電流線性下降，同時，通過T2的電流線性上升。

2）[t1，t2] 在t=t1時刻，由于二極管的反向?qū)?，D 上電流繼續(xù)下降，而流過Dr 和T2的電流繼續(xù)上升。直到t=t2時刻，二極管反向恢復電流達到負的最大值。

2 電路的設計

2.1 主電感的選擇

依據(jù)電感元件的伏秒平衡原理，在主開關T1導通期間，儲能電感L 上的電流增加量應與主開關T1截止期間的電流下降量相等，方向是相反的。即

在實際設計中，儲能電感L 上的峰峰值電流Ii+駐IL 不應大于最大平均電流的20豫，這可以避免儲能電感的磁飽和，也能達到限制主開關的峰值電流、峰值電壓和功率損耗的目的。這里我們選擇駐IL=1.4Ii，代入式（21）中得到儲能電感的電感量為

2.2 輸出電容的選擇

輸出電容C0 中將流過i0的交流分量，在C0兩端，電壓將產(chǎn)生脈動，該脈動量與C0的數(shù)值有關。因此，在設計中，要求選擇輸出電容C0 使輸出電壓u0的紋波啄V 低于規(guī)定值，一般電壓紋波啄V 臆2%，即輸出電壓脈動量為駐u0。

2.3 諧振電感的選擇

諧振電感的選擇依據(jù)是，在3 倍的主二極管反向恢復時間內(nèi)，使其上流過電流不超過輸入的最大電流，即

2.4 諧振電容Cr1的選擇

諧振電容Cr1的選擇依據(jù)是，在與諧振電感Lr諧振的半個周期內(nèi)，其上能量全部傳遞給諧振電感Lr，即

2.5 諧振電容Cr2的選擇

諧振電容Cr2 的選擇依據(jù)是，在與諧振電感Lr諧振的半個周期內(nèi)，其上能量全部傳遞給諧振電感Lr，即

式中：Irrmax是主二極管D反向恢復最大電流。

3 電路的仿真與試驗結(jié)果及分析

3.1 仿真結(jié)果

仿真所得的波形如圖4-圖8所示。