逆變器的并聯(lián)運(yùn)行技術(shù)

摘要：介紹多個(gè)電源模塊并聯(lián)使用時(shí)，會(huì)產(chǎn)生的問(wèn)題及其解決方法。

關(guān)鍵詞：電源模塊 并聯(lián)運(yùn)行 均流

信息技術(shù)的迅速發(fā)展，對(duì)其供電系統(tǒng)的容量、性能和可靠性要求越來(lái)越高，也推動(dòng)著電力電子技術(shù)的研究不斷深入，研究領(lǐng)域不斷拓寬。多模塊并聯(lián)實(shí)現(xiàn)大容量電源被公認(rèn)為當(dāng)今電源變換技術(shù)發(fā)展的重要方向之一。多個(gè)電源模塊并聯(lián)，分擔(dān)負(fù)載功率，各個(gè)模塊中主開(kāi)關(guān)器件的電流應(yīng)力大大減小，從根本上提高可靠性、降低成本。同時(shí)，各模塊的功率容量減小而使功率密度大幅度提高。另外，多個(gè)模塊并聯(lián)，可以靈活構(gòu)成各種功率容量，以模塊化取代系列化，從而縮短研制、生產(chǎn)周期和降低成本，提高各類開(kāi)關(guān)電源的標(biāo)準(zhǔn)化程度、可維護(hù)性和互換性等。

80年代國(guó)外開(kāi)始研究DC/DC變換器并聯(lián)運(yùn)行技術(shù)，現(xiàn)已取得實(shí)用性的成果，而新的均流技術(shù)、系統(tǒng)穩(wěn)定性等方面的研究仍在不斷深入。同主電路和控制電路的研究發(fā)展過(guò)程一樣，逆變器并聯(lián)運(yùn)行技術(shù)的研究也是在借鑒DC/DC并聯(lián)技術(shù)的基礎(chǔ)上不斷深入。但由于是正弦輸出，其并聯(lián)運(yùn)行遠(yuǎn)比直流電源困難，首先要解決三個(gè)問(wèn)題：

（1）兩臺(tái)或多臺(tái)投入運(yùn)行時(shí)，相互間及與系統(tǒng)的頻率、相位、幅度必須達(dá)到一致或小于容許誤差時(shí)才能投入，否則可能給電網(wǎng)造成強(qiáng)烈沖擊或輸出失真。而且并聯(lián)工作過(guò)程中，各逆變器也必須保持輸出一致，否則，頻率微弱差異的積累將造成并聯(lián)系統(tǒng)輸出幅度的周期性變化和波形畸變；相位不同使輸出幅度不穩(wěn)。

（2）功率的分配包括有功和無(wú)功功率的平均分配，即均流包括有功和無(wú)功均流。直流電源的均流技術(shù)不能直接采用。

（3）故障保護(hù)。除單機(jī)內(nèi)部故障保護(hù)外，當(dāng)均流或同步異常時(shí)，也要將相應(yīng)逆變器模塊切除。必要時(shí)還要實(shí)現(xiàn)不中斷轉(zhuǎn)換。

目前，實(shí)現(xiàn)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的幾類典型方法有：

1 自整步法[1][2][3]

并聯(lián)系統(tǒng)中各模塊是等價(jià)的，沒(méi)有專門(mén)的控制模塊。通過(guò)模塊間的均流線實(shí)現(xiàn)同步和均流，源于航空恒速恒頻（CSCF）電源的自整步并聯(lián)技術(shù)[2]。其基本原理是（見(jiàn)圖1）：

以兩路并聯(lián)為例。當(dāng)兩通道的輸出電壓略有偏差時(shí)，將會(huì)有偏差電壓存在。幅度偏差引起的與、基本上同相，見(jiàn)圖1（c），相位偏差引起的與、基本上垂直（超前90°），見(jiàn)圖1（b），盡量減小、的幅值和相位偏差將會(huì)減小偏差電壓(=＋)，從而減小環(huán)流(=＋)，見(jiàn)圖1（a）。類似CSCF電源系統(tǒng)，逆變器輸出端一般接有串聯(lián)電感L和分流電容C構(gòu)成的輸出濾波器，但并聯(lián)時(shí)兩通道間的差模阻抗(Z1－Z2)，見(jiàn)圖1(a)只含L，而C歸入負(fù)載阻抗。忽略導(dǎo)線電阻，則引起的偏差電流滯后90°，與、基本同相，引起的偏差電流則滯后、90°，因此對(duì)相位偏差的控制，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)偏差電流有功分量的控制，使兩通道分擔(dān)的有功功率趨于均衡；而對(duì)幅值偏差的控制，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)偏差電流無(wú)功分量的控制，使無(wú)功功率趨于均衡。

偏差電流可以通過(guò)圖2電流檢測(cè)環(huán)CTLOOP實(shí)現(xiàn)。設(shè)通道1、2的電流互感器次級(jí)電流分別為、I1、I2，流過(guò)采樣電阻R1、R2的電流分別為、，則電流檢測(cè)閉合環(huán)路：

IR1R1＋I(xiàn)R2R2=(I1－IT)R1＋(I2－IT)R2=0

一般取R1=R2則IT=(I1＋I(xiàn)2)/2可見(jiàn)，IT體現(xiàn)了負(fù)載電流均值、而IR1、IR2體現(xiàn)了電流偏差，將其分離成有功、無(wú)功分量，并分別用于調(diào)整電壓相位和幅值，見(jiàn)圖3，從而實(shí)現(xiàn)有功和無(wú)功功率的均衡。

這一方法適合開(kāi)環(huán)控制的低頻調(diào)制逆變器，電流檢測(cè)、分解和控制環(huán)節(jié)的電路復(fù)雜，調(diào)節(jié)時(shí)間長(zhǎng)、精度低。

2 外特性下垂法[4]

出發(fā)點(diǎn)類似于直流輸出變換器并聯(lián)均流的下垂法。模塊間沒(méi)有控制信號(hào)連線。它僅以本模塊有功功率、無(wú)功功率和失真功率為控制變量，從而使各模塊獨(dú)立工作。各模塊有自己的控制電路，之間唯一的連接是各模塊交流并聯(lián)功率輸出線。均流靠模塊內(nèi)部輸出頻率、電壓和諧波電壓分別隨輸出的有功功率、無(wú)功功率和失真功率呈下垂特性，從而實(shí)現(xiàn)同步和均流。

并聯(lián)的各模塊為帶電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的正弦波逆變器，見(jiàn)圖4，AC為公共負(fù)載線，Zline為輸出端導(dǎo)線阻抗。

（1）線性負(fù)載的均流

令Zline為純感性，由圖5，可導(dǎo)出模塊i（i=1，2）的有功功率無(wú)功功率

Pi=EiU / X sinδi

無(wú)功功率 Qi=EiUcosδi / X

上式表明，兩模塊有功功率的均衡主要取決于功率角δ1和δ2的一致性，而無(wú)功功率主要取決于逆變器輸出電壓有效值E1和E2的一致性。令各模塊

ω=ω0－m·P

U=U0－n·Q

式中：ω0、U0分別為空載時(shí)的角頻率和有效值；

m、n分別為ω和U的下降率。

下垂特性使各模塊的功率流受控。兩模塊并聯(lián)時(shí)，下垂特性使系統(tǒng)的頻率和電壓跌落到新的工作點(diǎn)，該點(diǎn)環(huán)流最小。

（2）非線性負(fù)載的均流

此時(shí)，視在功率S的表達(dá)式中又增加了一項(xiàng)諧波電流造成的失真功率D：

S 2=P 2＋Q 2＋D 2

與基波無(wú)功功率不同，只調(diào)整逆變器輸出電壓的基波分量不會(huì)影響失真功率，解決這一問(wèn)題的方法之一是作為失真功率的函數(shù)調(diào)整電壓環(huán)增益，使電壓環(huán)的增益和帶寬隨諧波分量而降低，從而得到所需的輸出阻抗特性。借此降低諧波電壓分量，改善各模塊對(duì)諧波電流的均流，如圖4所示。

這一方案的關(guān)鍵環(huán)節(jié)是功率計(jì)算單元。算法必須能處理線性和非線性兩種負(fù)載情況。算法所需信息源于電感電流和輸出電壓，其基本思路是將電感電流諧波分解，然后以輸出電壓與之相乘，從而得到各個(gè)功率分量。

該方案的優(yōu)點(diǎn)是各模塊僅在負(fù)載端相連，方便現(xiàn)場(chǎng)組成并聯(lián)系統(tǒng)，特別適合于分布式并聯(lián)系統(tǒng)。缺點(diǎn)是下垂特性造成系統(tǒng)的頻率和電壓隨負(fù)載而變，偏離理想工作點(diǎn)（雖然理論上偏離可以很小）。文中提供的仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，均流效果不夠理想，特別是動(dòng)態(tài)過(guò)程或帶非線性負(fù)載時(shí)，算法實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜。

3 主從模塊法[5][6][7]

如參考文獻(xiàn)[5]介紹的主從式并聯(lián)系統(tǒng)，由一個(gè)電壓控制PWM逆變器（VCPI）單元、數(shù)個(gè)電流控制PWM逆變器（CCPI）單元（功率單元）和功率分配中心（PDC）單元組成并聯(lián)系統(tǒng)。并聯(lián)系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖6所示，它包括：

（1）一個(gè)VCPI主控單元，其電壓調(diào)節(jié)器保證系統(tǒng)輸出幅度、頻率穩(wěn)定的正弦電壓；

（2）N個(gè)CCPI從單元，設(shè)計(jì)其具有電流跟隨器性質(zhì)，分別跟隨PDC單元分配的電流；

（3）PDC單元檢測(cè)負(fù)載電流，并平均分配給各CCPI單元，且是同步的。

VCPI單元通過(guò)鎖相環(huán)（PLL）使其正弦輸出電壓與市電或自身產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓信號(hào)同步，而輸出電流取決于負(fù)載性質(zhì)。它與常規(guī)的逆變器或UPS無(wú)異。

CCPI單元必須具備快速響應(yīng)性能以跟隨所分擔(dān)的負(fù)載電流，不需要PLL實(shí)現(xiàn)同步，故可適應(yīng)VCPI輸出頻率的變化。輸出電壓被看作干擾輸入，通過(guò)前饋加以補(bǔ)償。

PDC的主要功能是監(jiān)控整個(gè)系統(tǒng)的工作狀態(tài)，并按各單元的視在功率Si為各工作單元分配電流。

該并聯(lián)系統(tǒng)采用單一電壓調(diào)節(jié)器，CCPI單元無(wú)需同步電路，故系統(tǒng)穩(wěn)定性好，易于容量擴(kuò)展；均流效果好。問(wèn)題是VCPI、CCPI和PDC是不同性質(zhì)的模塊單元，構(gòu)成復(fù)雜，不能完全實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)冗余，存在故障瓶頸現(xiàn)象。

4 熱同步并機(jī)技術(shù)[8]

一種稱做“熱同步并機(jī)”的逆變器并聯(lián)技術(shù)，已應(yīng)用在UPS產(chǎn)品中。它不需要在兩臺(tái)UPS之間設(shè)置通信信號(hào)，在先進(jìn)的微處理器所提供的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的支持下，采用獨(dú)特的自適應(yīng)調(diào)控技術(shù)，每臺(tái)UPS只需檢測(cè)自己的輸出電壓、電流、相位和功率的變化狀態(tài)，就能實(shí)現(xiàn)同步和均流。其基本原理是：首先，兩臺(tái)UPS的輸出電壓被調(diào)至相同的幅度，參數(shù)和性能的一致性必須很好。在這一前提下，并聯(lián)工作時(shí)，若其相位略有差異則輸出波形處于“超前”狀態(tài)的那臺(tái)，就會(huì)承擔(dān)較大的負(fù)載電流。因此，每臺(tái)UPS檢測(cè)自己每個(gè)周期輸出功率的變化情況，當(dāng)變化量增大時(shí)，說(shuō)明其相位超前，應(yīng)略降低輸出頻率。每次頻率的調(diào)節(jié)量（步長(zhǎng)）是極小的，以確保負(fù)載均分的平滑性和頻率精度。它可以做到模塊均流的不平衡度小于2％。

它本質(zhì)上屬于“外特性下垂法”的一種簡(jiǎn)化形式。算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，對(duì)模塊參數(shù)的一致性要求較高。

5 無(wú)主從同步均流技術(shù)[9][10]

在分析和借鑒逆變器現(xiàn)有并聯(lián)方法的基礎(chǔ)上，我們研究了一種基于先進(jìn)的電流型瞬時(shí)反饋控

制技術(shù)的逆變器并聯(lián)運(yùn)行系統(tǒng)的構(gòu)成方式。其實(shí)現(xiàn)要點(diǎn)是：

（1）各個(gè)逆變器模塊的基準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生電路之間通過(guò)局部反饋（同步信號(hào)）實(shí)現(xiàn)基準(zhǔn)信號(hào)的同步（同頻、同相、同幅），為各模塊提供公共的基準(zhǔn)信號(hào)；

（2）各模塊電壓調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào)共同作用生成各模塊公共的電流基準(zhǔn)。

此并聯(lián)系統(tǒng)突出的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)是：

（1）電壓基準(zhǔn)同步環(huán)節(jié)和電流基準(zhǔn)生成環(huán)節(jié)分散在各個(gè)逆變器模塊中，各模塊完全等價(jià)；

（2）構(gòu)成并聯(lián)系統(tǒng)時(shí)不用附加額外的控制模塊，通過(guò)模塊間的少量信號(hào)線（2～3條）實(shí)現(xiàn)輸出同步和均流；

（3）理論上可以任意數(shù)目模塊并聯(lián)，也可單機(jī)運(yùn)行。

其優(yōu)良的控制性能體現(xiàn)在：

（1）并聯(lián)系統(tǒng)的動(dòng)、靜態(tài)性能不低于單模塊設(shè)計(jì)性能；

（2）各模塊電感電流的均衡程度基本上只取決于各模塊電流反饋系數(shù)的一致性。當(dāng)電流采樣電路參數(shù)安全相同時(shí)，理論上各模塊沒(méi)有均流誤差。

缺點(diǎn)是只適用于電流型控制的逆變器。