隔離式輸出可調(diào)節(jié)的高頻有源功率因數(shù)校正器UCC3857

摘要：UCC3857具有隔離式Boost升壓功率因數(shù)校正器所需的全部功能。該變換器的優(yōu)點是用變壓器隔離原邊與副邊，使輸出直流電壓低于輸入電壓。它用單級功率處理即可實現(xiàn)PFC與降壓（或升壓）變換，在要求高效率、高密度、高性能應(yīng)用時，UCC3857是一種理想的選擇。

關(guān)鍵詞：功率因數(shù)校正器 推挽式 IGBT 零電流開關(guān)

1 UCC3857設(shè)計特點

UCC3857用隔離方式進行功率因數(shù)校正，其輸出電壓可調(diào)節(jié)，并能低于輸入線電壓；是單級功率變換器；IGBT實現(xiàn)零電流開關(guān)(ZCS)；校正的功率因數(shù)大于0.99；屬固定頻率、平均電流型PFC控制器；改進的有效值前饋電壓；軟起動；電源電壓范圍9V～18V；具有兩種封裝形式。

UCC3857提供了隔離式Boost升壓功率因數(shù)校正器所需的全部功能。該變換器的優(yōu)點是隔離原邊與副邊，也能使輸出直流電壓低于輸入電壓。在要求高效率、高密集和高性能的應(yīng)用場合，UCC3857是一種理想的器件。它的典型外圍電路見圖1。

UCC3857既有控制功能又為外部兩個IGBT開關(guān)管和一個功率MOSFET管提供驅(qū)動信號，利用外部RC網(wǎng)絡(luò)，可完全實現(xiàn)編程MOSFET驅(qū)動器的延遲時間。

IGBT實現(xiàn)了ZCS，故允許采用更高的開關(guān)頻率和更小的磁性元件，并有更高的效率。UCC3857中的功率因數(shù)校正部分可采用平均電流控制方案。IC內(nèi)部電路的變動，簡化了PFC部分的設(shè)計，也改進了它的性能。

控制器的改進包括：一個內(nèi)設(shè)6bitA/D轉(zhuǎn)換器，作為RMS入線電壓檢測；一個零負(fù)載功率電路和重要的較低工作電流。

上述措施簡化了變換器設(shè)計，消除了前饋元件的二次諧波紋波，并提高了入線瞬態(tài)響應(yīng)約6倍。因無需兼顧重負(fù)載時的功率因數(shù)，故零負(fù)載功率比較器在負(fù)載開路條件下可阻止能量傳遞。采用Unitrode公司的BCDMOS工藝（雙極—CMOS—DMOS混合工藝），能簡化輔助仿真電源設(shè)計，實現(xiàn)了低起動電流和低工作電流。

附加的UCC3857特性包括：電壓鎖定時有可靠的離線式起動；可編程的過流關(guān)閉；有輔助關(guān)閉通道；精密的7.5V基準(zhǔn)參考電壓；高幅值的振蕩器斜坡電壓，以改進抗噪聲度；軟起動；低失調(diào)模擬方波和乘法、除法電路。不用量程開關(guān)，也容易在全世界通用。

UCC3857的兩種塑封外部引腳安排見圖2（a)和(b)。

2 UCC3857各引腳功能說明

AGND（6腳）：是IC內(nèi)部基準(zhǔn)電壓和所有門限電壓的參考點，除輸出驅(qū)動器之外，也是其它電路的回歸端，它與功率地PGND（17腳）短接。

CA（7腳）：內(nèi)部電流環(huán)路誤差放大器的反相輸入端。

CAO（8腳）：內(nèi)部電流環(huán)誤差放大器的輸出端。該輸出電壓的擺幅在0.2V～6.0V之間。它是PWM比較器的一個輸入端。

VAO（11腳）：該腳是電壓環(huán)誤差放大器的輸出端。它被UCC3857內(nèi)部箝位在5.6V左右，并可在0.1V左右擺動。VAO腳電壓低于0.5V時，將使MOSDRV（14腳）不能輸出，并強迫IGDRV1（16腳）和IGDRV2（18腳）輸出端為零。

CRMS（2腳）：用一只電容器接在CRMS與地之間，以平均半個周期內(nèi)的AC交流線電壓。該腳在IC內(nèi)部接到RMS檢測電路。

CT（20腳）：該腳對地接一只電容器，該電容器具有低ESR、低ESL特性，它與RT共同設(shè)置斜坡發(fā)生器的開關(guān)頻率fsw≈0.67/(RT·CT）。

DELAY（12腳）：該腳經(jīng)一只外部電阻器接至VREF（5腳）、并經(jīng)一只電容器接至AGND，以設(shè)置MOSDRV輸出級的重迭延遲時間。去掉接AGND的電容器之后，可使重迭功能失效。

IAC（1腳）：該腳對地接一只電容器，并經(jīng)一只外部電阻器RAC接到電網(wǎng)整流后的交流輸入線電壓。它為內(nèi)部乘法器和RMS檢測器提供瞬時線電壓信號。

IGDRV1（16腳）：兩個外部IGBT功率開關(guān)管的驅(qū)動器輸出（之一）。

IGDRV2（18腳）：兩個外部IGBT功率開關(guān)管的驅(qū)動器輸出（之二）。

MOSDRV（14腳）：外部功率MOSFET開關(guān)管的驅(qū)動器輸出。

MOUT（3腳）：乘法和除法模擬電路的輸出端。MOUT的輸出電流經(jīng)一只外部電阻器返回橋接引線。合成波形為電流誤差放大器形成正弦參考電壓。

PKLMT（13腳）：是峰值電流限制比較器的反相輸入端。該比較器的門限電平通常設(shè)置在0V。當(dāng)斷路時，峰值限制比較器將終止MOSDRV和IGDRV1、IGDRV2的輸出。

PGND（17腳）：是功率級地線，所有高電平電流的返回地端，它在UCC3857內(nèi)部連接到驅(qū)動器輸出級。

RT（19腳）：該腳經(jīng)一只外部電阻器接地，它為內(nèi)部斜坡發(fā)生器設(shè)置充電電流。UCC3857在RT上提供3.0V的溫度補償電壓。振蕩器的充電電流值=3.0V/RT。為獲得最佳性能應(yīng)限制RT電流輸出在250μA。

VA-（10腳）：是外部電壓控制環(huán)的反饋輸入端。輸出電壓的調(diào)節(jié)信號經(jīng)光電隔離器電路加到VA端。SS（9腳）：該腳對地AGND接一只電容器，提供軟起動功能，由UCC3857內(nèi)部的10μA（額定的）電流源，對軟起動電容器進行充電。VAO上的電壓被箝位在近似等于SS腳電壓。

VD（15腳）：為三個驅(qū)動器輸出級提供正極性電源。加在VD上的電壓必須限制在低于18VDC。為獲最佳效果，應(yīng)選用一只0.1μF～1.0μF的低ESR和低ESL電容器將VD端對PGND旁路。為了較好地抑制電源噪聲，VD和VIN可由各自的RC低通濾波器加以隔離。

VIN（4腳）：是UCC3857的輸入電壓源。該電壓必須限制在低于18VDC。當(dāng)VIN上的電壓超過13.75V（標(biāo)稱值）。UCC3857才能正常工作。

VREF（5腳）：是精密的7.5V基準(zhǔn)電壓輸出端。為盡力改善性能，建議在VREF對地AGND接一只0.01μF～0.1μF的低ESR、ESL旁路電容器。

3 UCC3857電氣參數(shù)的極限值

輸入電源電壓（VIN，VD）：18V

通用模擬/邏輯輸入（CRMS，MOUT，CA，VA，

CT，RT，PKLMT）：－0.3V到5V

最大強迫電流（IAC）：300μA

基準(zhǔn)輸出電流：由內(nèi)部限制

輸出電流（MOSDRV，IGDRV1，IGDRV2）：脈沖電流1A，連續(xù)電流200mA

儲存溫度：－65℃～＋150℃

結(jié)溫：－55℃～＋150℃

引線溫度（IC引腳焊錫10秒）：＋300℃

除非另有說明，通常UCC3857應(yīng)用在TA=0℃

～70℃；并且VVIN，VVD=12V,RT=19.2k，CT=680pF，TA=TJ。

關(guān)于UCC3857的詳細(xì)電氣參數(shù)可查閱手冊。

4 UCC3857應(yīng)用注意與分析

UCC3857功率因數(shù)校正器內(nèi)部功能方框圖如圖3所示。

UCC3857提供了單級功率因數(shù)校正和降壓或升壓功能的解決方法，它采用隔離式BOOST升壓變換器。典型應(yīng)用電路給出了隔離式升壓變換器的方法：用兩只IGBT組成推挽式電路，用一只MOSFET作輔助開關(guān)，以實現(xiàn)IGBT的軟開關(guān)變換。

圖1所示的典型應(yīng)用電路具有幾個優(yōu)點：在用功率因數(shù)校正從交流電網(wǎng)得到近似直流總線電壓方面，它超過其它常規(guī)方法。常規(guī)的近似方法是采用兩級功率變換，其成本較高，并且電路復(fù)雜。如果選用UCC3857，則功率因數(shù)校正與降壓變換的雙重功能都包含在單級電路中。

功率級包括一個電流反饋式推挽變換器，它在推挽開關(guān)Q1和Q2導(dǎo)通期間，交錯提供常規(guī)PWM升壓變換器的有效占空比。當(dāng)只有一個開關(guān)導(dǎo)通時，能源經(jīng)變壓器和輸出整流器傳遞到輸出端。它可以看作是工作在原邊的電路構(gòu)成一個升壓變換器，且UCC3857提供輸入電流編程、并采用平均電流型控制，從而達到單位功率因數(shù)1.00。變壓器的匝數(shù)比可用于得到所需要的輸出電壓電平：它能高于或者低于峰值電網(wǎng)電壓。

功率級的優(yōu)化包括了設(shè)計與元器件的選擇，以滿足性能與成本的綜合目標(biāo)。這些內(nèi)容包含了功率開關(guān)管、變壓器和電感器的設(shè)計。

選擇IGBT是基于它們的使用電壓高于MOSFET之優(yōu)點。在通常的電網(wǎng)工作條件下，推挽式開關(guān)上的電壓接近1000V。然而IGBT的緩慢截止特性又帶來較大的開關(guān)損耗，利用MOSFET（QA）幫助IGBT實現(xiàn)ZCS零電流截止。這一過程是通過維持QA導(dǎo)通來完成的（超出了Q1或Q2的截止范圍，見圖4中波形），當(dāng)IGBT截止時允許電感器電流從IGBT轉(zhuǎn)移到MOSFET，從而仍然維持零電壓狀態(tài)。

MOSFET的延遲時間TD1有效地增加了BOOST升壓電感的充電時間。在通常的工作條件下，MOSFET的電壓應(yīng)力是IGBT的一半。而在升壓變換和短路條件下（例如變換器工作在反激式狀態(tài)時），就會看到QA的電壓應(yīng)力高出許多。

在該電路拓?fù)渲?，變壓器的設(shè)計是很關(guān)鍵的。推挽式變壓器應(yīng)使原邊繞組與副邊繞組之間漏感最小。同樣也應(yīng)使兩個原邊繞組之間的漏感最小。實際上，如果不采用復(fù)雜精細(xì)的結(jié)構(gòu)（例如隔層用銅箔屏蔽等），要實現(xiàn)兩項指標(biāo)是困難的。在多數(shù)情況下，使用平面型變壓器有利于達到這些目標(biāo)。較高的漏電感效應(yīng)包含了更高的電壓應(yīng)力和振鈴，以及更大的功率損耗，它還會損失更多的可用占空比。高電壓電平會難以設(shè)計有效的緩沖電路來減小漏感振鈴。

升壓電感器的設(shè)計與常規(guī)升壓變換器很相似。然而正如典型應(yīng)用電路圖所示，經(jīng)一只二極管接到輸出端的附加繞組，需要在升壓電感器上制作。該繞組具有與變壓器相同的匝數(shù)比，當(dāng)兩只推挽管同時截止時，該繞組為電感器能量提供一個放電路徑。在起動期間當(dāng)輸出電壓為零時，變換器可產(chǎn)生很高的浪涌電流。當(dāng)超過設(shè)定的門限電平時，則UCC3857的過流保護電路將關(guān)閉所有的輸出端。

在實際例子中，升壓電感器的輔助繞組把能量引至輸出端。這是一種優(yōu)先選擇的方法，因為在輸出電壓升高時，會使主開關(guān)管不能應(yīng)付浪涌電流的高電壓。而當(dāng)輔助繞組把能量傳遞到輸出端時，QA兩端的電壓應(yīng)力變?yōu)檩斎腚妷杭由戏瓷漭敵鲭妷?，該值高于它的反射輸出電壓的穩(wěn)態(tài)值。

（1）芯片的偏置電源和起動

UCC3857采用美國Unitrode公司的雙極混合工藝BCDMOS制造，它使電源電流具有最小的起動值（典型值60A）和工作電流（典型值3.5mA）。其重要意義是功耗更低，用于IC起動的充電電阻器明顯變小。

（2）振蕩器的調(diào)節(jié)

UCC3857的振蕩器被設(shè)計成具有寬斜坡幅度（4.5Vpp)，使它的抗噪聲度更高。CT腳產(chǎn)生鋸齒波形，在CT的放電期間產(chǎn)生一個時鐘脈沖。在放電周期內(nèi)，該腳對地的內(nèi)部阻抗是600Ω。根據(jù)這一特性，放電時間由831×CT得出。如圖4波形所示，IC內(nèi)部的時鐘脈沖寬度等于放電時間，并且在IGDRV1與IGDRV2之間設(shè)置了最小的死區(qū)時間。時鐘頻率由式（1）給出：

fsw=[1/（1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2輸出信號的開關(guān)頻率是時鐘的1/2，而輔助管MOSDRV的開關(guān)頻率與時鐘頻率相同。

（3）基準(zhǔn)參考信號IMULT的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3857也有一個模擬計數(shù)單元ACU，它產(chǎn)生一個基準(zhǔn)參考電流信號加到電流誤差放大器，輸入ACU的信號與瞬間電網(wǎng)電壓值成比例，并與輸入電壓有效值（RMS）和電壓誤差放大器的輸出成比例。不同于先前的RMS電壓檢測工藝技術(shù)。UCC3857在工藝中采用了一種專利來簡化RMS電壓的產(chǎn)生，并消除了由以前工藝引起的性能退化。

如圖5所示，采用這項新工藝，需要外部雙極點濾波器來消除產(chǎn)生VRMS的問題。在半個周期中，用替代IAC電流的鏡像值對外部電容器CRMS進行充電。電容器CRMS上的電壓被積分成正弦波形，并由式（2）給出。在半個周期末尾，CRMS電壓維持不變，并轉(zhuǎn)換成一個6bit數(shù)字代碼，以便在ACU中進一步處理。在下半個周期里CRMS則放電，并標(biāo)出積分。

這種方法的優(yōu)點是：在VRMS電壓信號上的二次諧波脈動，實際上被消除了。這樣的二次諧波脈動，是不可能用限制常規(guī)雙極點濾波器的擺動來避免的，它在輸入電流信號中會引起三次諧波失真。對于輸入端電網(wǎng)變化的動態(tài)響應(yīng)，也可以改進成一個新的VRMS信號，它每個周期都出現(xiàn)。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1－cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作時，IAC（pk)在峰值電網(wǎng)電壓時應(yīng)選擇為100A。對于峰值為265VAC的通用輸入電壓值，這就意味著RAC=3.6MΩ。

在對高頻噪聲濾波時，IC的噪聲靈敏度需要小容量的旁路電容器，該電容器的數(shù)值應(yīng)限制在最大為220nF。在低電網(wǎng)電壓峰值時（80VAC），VCRMS值應(yīng)近似為1.0V，以盡量減小任何數(shù)字化誤差。在高電網(wǎng)電壓時VCRMS的峰值為3.5V。電網(wǎng)頻率在60Hz時要求CRMS的數(shù)值可由公式（2）算出為75nF。

乘法器輸出電流由式（3）給出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33。

乘法器的峰值電流被限制在200A，且IAC和VCRMS的選用值應(yīng)保證電流在該范圍內(nèi)。對乘法器的另一個限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，并限制VCRMS電壓為最小值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性，意味著存在輸入電壓變化的工作區(qū)域，但饋送到乘法器的VRMS值并未發(fā)生變化。由于電壓誤差放大器補償了這一變化，使它的輸出能維持所需的乘法器輸出電流。當(dāng)ACD的輸出變化時，則在誤差放大器的輸出中存在一個躍變。它對總的變換器沖擊極小。

對RMS電壓方案的另一個關(guān)鍵考慮是：依靠IAC信號的零交叉是有效的。在很輕負(fù)載和高電網(wǎng)電壓條件下，如果用一只大的電容器在橋式整流端進行濾波，那么被整流的AC交流分量就不能完全達到零值。當(dāng)發(fā)生零交叉檢測時，UCC3857的IAC應(yīng)低于10A。

（4）柵極驅(qū)動的考慮

UCC3857中的柵極驅(qū)動電路被設(shè)計成高速驅(qū)動電路。每個驅(qū)動電路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS輸出級組成。UCC3857為驅(qū)動電路提供了分離的電源VD和接地端PGND。這些引腳考慮了驅(qū)動器電路具有較好的本機旁路作用。

還可用VD來保證輸出級的SOA限制，使它在驅(qū)動高峰值電流時，不違反設(shè)計規(guī)范。由于這個原因，當(dāng)VIN可能升高以應(yīng)付UVLO需要時，VD則會保持盡可能低些（例如10V）。

（5）電流放大器的設(shè)置

一旦通過選擇VRMS的范圍來設(shè)置乘法器，就能著手設(shè)計電流放大器。乘法器的最大輸出是在低電網(wǎng)電壓和滿載條件時。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在相同的引腳。乘法器的端接電阻器可由式（4）來確定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

為了確保工作穩(wěn)定，電流環(huán)的交迭頻率應(yīng)限制在大約是變換器開關(guān)頻率的1/3。

（6）后沿的延遲

見圖4波形，修改的隔離式升壓變換器（BOOST），需要兩個主開關(guān)管IGBT的驅(qū)動信號和一個輔助開關(guān)管MOSFET的驅(qū)動信號，它們之間具有確定的時間關(guān)系。一只IGBT截止與MOSFET截止之間的延遲時間，可由UCC3857加以編程序。在功率因數(shù)校正應(yīng)用中，輸入電網(wǎng)電壓從零值變化到交流AC峰值電平，會使需要的占空比在寬的范圍內(nèi)變化。

在高電網(wǎng)電壓與（或）輕負(fù)載條件下，當(dāng)交流電網(wǎng)電壓處于峰值時，固定的延遲時間將引起電網(wǎng)電流失真。這是由施加在調(diào)制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延遲時間影響。如果固定了最小可控占空比，那么IC內(nèi)部電流環(huán)在電網(wǎng)電壓峰值時會出現(xiàn)一個受限的周期振蕩，它會引起電網(wǎng)電流失真。

UCC3857有一個適合MOSFET的延遲發(fā)生器，它直接根據(jù)負(fù)載功率的要求來調(diào)制。如圖6所示，該電路按照電壓誤差放大器的輸出電平來直接改變延遲時間，在平均電流型PFC變換器中，該放大器是以電網(wǎng)電壓前饋來表示負(fù)載功率。延遲時間由外部元件RD和CD來設(shè)置。當(dāng)內(nèi)部時鐘信號CLK復(fù)位閉鎖U2、使PWMEDL為高電平和Q輸出為低電平時，時序作用開始起動。CD經(jīng)M1放電并保持低電平，直到內(nèi)部PWM信號成低電平為止（這表明兩個IGBT驅(qū)動之一處于截止）。在接該腳的M1截止時，CD經(jīng)RD充電到7.5V基準(zhǔn)電壓值左右。

比較器U1將該電壓與電壓誤差放大器的輸出VVAO進行比較。當(dāng)CD上的電壓高于VVAO時，它將閉鎖的U2置位，又使PWMDEL變?yōu)榈碗娖健Ｔ揚WMDEL和CLK信號按邏輯“與”方式產(chǎn)生信號，控制MOSFET驅(qū)動器的輸出（MOSDRV）。延遲時間TD1由式（5）給出：

TD1=－RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

這項工藝技術(shù)縮小了在重負(fù)載或高電網(wǎng)電壓時的重迭延遲時間，而當(dāng)電網(wǎng)電壓變低或負(fù)載加重時，則維持較長的延遲時間。按定義該延遲把最小可控占空比縮小到可接受的電平，并用來進行編程。在大電流條件下減小延遲時間是可以接受的，因為IGBT電流直接與負(fù)載電流成比例。

可利用RD和CD來提供編程的靈活性，延遲時間能優(yōu)化IGBT開關(guān)管的電流和預(yù)后的等級。如果去掉電路上的CD，還可使延遲時間變?yōu)榱恪?B>