利用STRF6656設計34寸彩色電視機開關電源

由上述可知，MOSFET的導通持續(xù)時間ton是由VR5的上升斜率決定的，而toff在PRC模式中則由C1R1決定。

（2）穩(wěn)壓原理

如圖5所示，為了控制輸出，光耦合器的誤差信號輸出電流在R4上形成電壓降VR4串接在VR5上，從而使輸入到①腳的電壓V1波形部分受到VR4的控制，使比較器1提前或拖后反相，以改變MOSFET的ton從而改變次級輸出電壓，達到穩(wěn)壓的目的。這屬于電流控制方式。一般說來，在電流控制方式中，輕載時VR4會升高，有可能使MOSFET導通時的浪涌電流所引起的噪聲對比較器1帶來誤觸發(fā)。為了解決這個問題，在MOSFET關斷期間插入一個有源低通濾波器，它是由C5和一個1.35mA恒流源組成，旁接于①腳和地之間。在MOSFET導通之前，該濾波器分流了從光耦輸出的約一半電流量，因而使VR4直流偏置量有效降低，防止了導通浪涌電流的疊加而引起的誤觸發(fā)，此外C5的存在也加大了對噪聲的吸收旁路作用。

應該指出的是，現(xiàn)在ton的控制是通過改變VR4的直流電壓達到（見圖6），這與過去傳統(tǒng)方法不同，過去的STRS6700和STRM6800系列是靠改變充電電壓的斜率而達到改變ton的。

（3）過流保護

這是一個脈沖連著脈沖的過流檢測電路。由圖5中的波形可見，比較器1起著過流保護作用。只要正比于Id的電壓V1峰值超過限值0.73V時，就會強迫振蕩器輸出反相，使MOSFET關斷，ton變小，達到了限制輸出電流和輸出功率的目的。

2.3 準諧振運用

上面討論了純光耦反饋電路的PRC工作情況，實際的應用電路應包括從變壓器驅動繞組D1來的反饋支路（它包括D903，R908，C913，D904等元器件），由于這個支路的存在，使得V1在MOSFET關斷期間含有與VDS成比例的電壓成份，它叫準諧振信號（見圖7）。根據(jù)準諧振信號的電平大小可決定該電源是工作在PRC方式還是準諧振方式。

在MOSFET關斷期間如果準諧振信號V1處在0.73V與1.45V之間，則比較器1起作用使電源進入PRC方式；如果準諧振信號V1超過1.45V（V1最大值為6.0V），則比較器2起作用使toff降為1.5μs(min)左右，但現(xiàn)時功率管的關斷時間不取決于此值，而是比它大得多。事實上只要V1保持大于0.73V，則MOSFET仍然維持關斷，什么時候開始轉導通，則由準諧振方式決定。準諧振方式就是使MOSFET在VDS的諧振周期的半周處導通，這樣可保證較低的開關電應力和減少開關損耗，為達此目的，需要滿足以下二條件：

（1）在漏極和地之間要有一個合適的電容C908存在，由它與初級電感構成LC諧振回路，以便形成漏源極之間電壓VDS的諧振波形；

（2）柵極驅動中要有合適的延遲以保證當準諧振信號V1下降到0.73V以下，MOSFET開始導通時恰好對應于VDS波形的最低處。在具體調整時，可用一功率表監(jiān)測電源輸入端，在固定輸出負載下，調整R908、C913大小，以獲得最小輸入功率，此時可判斷延遲時間為最合適。還要指出的是延遲作用也有C910和電路分布電容的參與，所以即使不接入C913，電路仍會有某些延遲。