高增益高線性度混頻器設(shè)計(jì)
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在接收機(jī)中， 混頻器具有一定的轉(zhuǎn)換增益可以降低混頻器后面各級(jí)模塊設(shè)計(jì)的難度，有利于提高系統(tǒng)噪聲性能和靈敏度。線性度決定了混頻器能處理的最大信號(hào)強(qiáng)度。隨著現(xiàn)代通訊系統(tǒng)對(duì)性能要求越來越高，無論是應(yīng)用于接收機(jī)系統(tǒng)的下變頻器(本文指的混頻器) ，還是應(yīng)用于發(fā)射機(jī)系統(tǒng)中的上變頻器都要求具有較高的線性度。因此設(shè)計(jì)具有高增益和高線性度的混頻器就成為業(yè)界一直研究的熱點(diǎn)。
在CMOS電路設(shè)計(jì)中， 電流復(fù)用和電流注入技術(shù)常被用于提高電路的線性度和轉(zhuǎn)換增益。然而，電流注入技術(shù)只能增大轉(zhuǎn)換增益，卻不適用于低功率應(yīng)用，因?yàn)樽⑷氲碾娏鞅仨氉銐虼蟛拍苁罐D(zhuǎn)換增益和噪聲系數(shù)達(dá)到比較好的指標(biāo)。本文采用了電流復(fù)用技術(shù)和本振信號(hào)偶次諧波的方法設(shè)計(jì)了一種高增益高線性度混頻器。
1 電路設(shè)計(jì)與分析
1. 1 電路結(jié)構(gòu)
對(duì)大多數(shù)的接收機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如圖1) 來說， 由于本地振蕩信號(hào)通路與射頻信號(hào)通路之間通過寄生電容或者襯底等方式耦合，可能造成本地振蕩信號(hào)的泄漏。其中一條通路是本振( LO)信號(hào)泄漏到中頻( IF)輸出端， 另一條通路是LO 信號(hào)不僅通過并聯(lián)電容耦合直接進(jìn)入混頻器， 而且泄漏到LNA 的輸入端并被LNA 放大后進(jìn)入混頻器的輸入端， 被放大的LO 泄漏信號(hào)和耦合的LO 信號(hào)一起注入到混頻器的輸入端并直接下變頻到IF， 這就會(huì)造成零中頻接收機(jī)系統(tǒng)的直流偏移干擾有用信號(hào)。同時(shí)，直接泄漏到中頻端口的本振信號(hào)減小IF 信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍。這種由耦合方式造成的效應(yīng)可以通過偶次諧波混頻器來改善。
一般接收機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
圖1 一般接收機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
為此，本文設(shè)計(jì)的混頻器采用了如圖2所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這個(gè)結(jié)構(gòu)中采用了本振倍頻電路和電流復(fù)用電路分別提高了端口的隔離度以及電路的轉(zhuǎn)換增益和線性度。由于LO 信號(hào)是差分輸入， 在兩個(gè)差分管完全一致的情況下， 在節(jié)點(diǎn)A 處將形成一個(gè)對(duì)交流信號(hào)的虛地點(diǎn)， 即LO 信號(hào)在A 點(diǎn)短路，從而提高了混頻器的隔離度。同時(shí)， LO管使用短溝道管時(shí)， 這種差分對(duì)管在節(jié)點(diǎn)A 處得到LO 倍頻信號(hào)， 后面將會(huì)詳細(xì)分析。因此， RF信號(hào)與LO 信號(hào)的二次諧波信號(hào)進(jìn)行混頻且f IF = |fRF - 2fLO |。使用本振二次諧波的方法將不會(huì)產(chǎn)生LO 信號(hào)泄漏，同時(shí)LO 信號(hào)的頻率將是使用基波混頻器的一半， 大大降低了本地振蕩器設(shè)計(jì)的難度。該結(jié)構(gòu)中電感LE 的使用， 增大了進(jìn)入混頻的LO 信號(hào)二次諧波的幅度， 有助增大線性度，也降低了噪聲系數(shù)， 同時(shí)該電感作為推挽通路的增強(qiáng)，擴(kuò)展了電流復(fù)用電路的動(dòng)態(tài)范圍。該混頻器的中頻輸出端接源跟隨器做為輸出緩沖電路。
偶次諧波混頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
圖2 偶次諧波混頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
1. 2 電流復(fù)用電路分析
射頻輸入端使用的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)如圖2 中MRFP1和MRFN 1以及MRFP2和MRFN2所示， 兩路結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱， 該結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)為gm = gm p + gmn， 其中g(shù)mp為晶體管MRFP1和MRFP2跨導(dǎo)， gm n為晶體管MRFN 1和MRFN 2的跨導(dǎo)。因此，采用電流復(fù)用結(jié)構(gòu)增大了跨導(dǎo)級(jí)的跨導(dǎo)， 從而實(shí)現(xiàn)了混頻器的高增益性能。
根據(jù)溝道長(zhǎng)度效應(yīng)， 跨導(dǎo)管電流表達(dá)式為:
這里， n 是跨導(dǎo)參數(shù)， vin是輸入信號(hào)， !V = VG S - Vt是過驅(qū)動(dòng)電壓， n 是溝道長(zhǎng)度調(diào)制系數(shù)， Vt 是閾值電壓。根據(jù)( 1)式可得輸出電流:
從( 2)式也可看出， 組成電流復(fù)用結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)是兩個(gè)晶體管的跨導(dǎo)的總和。
當(dāng)輸入信號(hào)為正時(shí)，MRFN工作于飽和區(qū)， MRFP工作于截止區(qū)并等效成電阻RRFP， 此時(shí)，整個(gè)電流復(fù)用結(jié)構(gòu)等效成一個(gè)n溝道的共源放大器， 同理， 當(dāng)輸入信號(hào)為負(fù)時(shí)， 該結(jié)構(gòu)等效成一個(gè)p 溝道的共源放大器，該電流復(fù)用結(jié)構(gòu)組成了推挽電路并增大了電路的動(dòng)態(tài)范圍， 提高了電路的線性度。
1. 3 倍頻電路
為了進(jìn)一步分析本振信號(hào)倍頻原理， 將本文設(shè)計(jì)混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨(dú)給出， 如圖3所示。根據(jù)式( 1) ，晶體管MLON1和MLON2的漏電流ILON+ 和ILON- 可表示為:
這里， vLO是LO 正弦輸入信號(hào)， 且
aLO是該信號(hào)的幅度， △VLON = VLO - VTN是MLON 1和MLON 2的過驅(qū)動(dòng)電壓。根據(jù)式( 3)，流經(jīng)電流復(fù)用電路和倍頻電路的總電流ICR為ILON+ 、ILON- 的和， 即得:
其中：
該信號(hào)即為L(zhǎng)O 的2次諧波信號(hào)。
從式( 4)可看出， 在節(jié)點(diǎn)VCOM 處產(chǎn)生了LO 倍頻信號(hào)i2LO， 同時(shí)基頻信號(hào)被抵消。假設(shè)電感的阻抗為ZLE = RLE + j2ωLOLE， 混頻點(diǎn)處的電壓Va 可表示為：
其中， LE 和RLE分別是電感的值和寄生負(fù)載， 根據(jù)式( 5)， 由于該電感的存在， 混頻處的電壓幅度Va 大于VCOM ，這提高了進(jìn)入混頻器的LO 二次諧波信號(hào)的功率， 也就是說提高了有用信號(hào)的功率， 所以有助于提高該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的線性度，同時(shí)也有利于減小噪聲系數(shù)。
倍頻電路
圖3 倍頻電路
1. 4 其他設(shè)計(jì)考慮
根據(jù)參考文獻(xiàn) ， 我們?cè)陔娐吩O(shè)計(jì)過程中做了以下考慮。從轉(zhuǎn)換增益考慮， △VLO必須較小， 而 βRFN和 βRFP必須較大。當(dāng) βRFN和βRFP大到一定程度時(shí)， MRFN 和MR FP 將進(jìn)入弱反型區(qū)， 當(dāng)MRFN和MRFP都處于弱反型區(qū)時(shí)，轉(zhuǎn)換增益將會(huì)急速增加， 但是同時(shí)， 線性度將急劇惡化。幸運(yùn)的是， 我們可以通過增加LO 的功率來同時(shí)提高轉(zhuǎn)換增益和線性度。
這與吉爾伯特混頻器有所不同， 對(duì)于吉爾伯特結(jié)構(gòu)來說， 增加LO功率只能使轉(zhuǎn)換增益增加， 但是線性度會(huì)惡化。所以在設(shè)計(jì)過程中，必須考慮使用適當(dāng)?shù)腖O 功率和△VLO， 電流復(fù)用對(duì)晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設(shè)置偏置， 使△VLO處于弱反型區(qū)來得到低功耗，同時(shí)從電流復(fù)用對(duì)上補(bǔ)償線性度，并通過設(shè)置合適的LO功率得到適當(dāng)?shù)霓D(zhuǎn)換增益。
2 電路仿真
本文混頻器電路設(shè)計(jì)基于SM IC0. 18 m 標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝庫(kù)， 運(yùn)用ADS進(jìn)行了仿真?；祛l器工作在1. 8 V 電源電壓下， 射頻輸入頻率1. 575 GH z， 功率為- 30 dBm; 本振頻率789. 5 MH z， 功率為- 5 dBm。
圖4給出了轉(zhuǎn)換增益和三階交調(diào)截至點(diǎn)( IIP3)隨本振信號(hào)功率和射頻信號(hào)功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號(hào)為- 30 dBm， 本振信號(hào)功率為- 5 dBm時(shí)轉(zhuǎn)換增益達(dá)最大為20. 848 dB; 本振信號(hào)功率從- 8 dBm到- 5 dBm， IIP3緩慢增加到- 3 dBm， 然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號(hào)功率為- 5 dBm，轉(zhuǎn)換增益在射頻輸入信號(hào)大于- 20 dBm 時(shí)開始下降， IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動(dòng)。仿真結(jié)果顯示，該混頻器具有高增益、高線性度的優(yōu)點(diǎn)。
增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線
圖4 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線
表1給出了本設(shè)計(jì)的仿真結(jié)果與近期發(fā)表的論文中混頻器電路結(jié)果的比較， 可以看到， 該混頻器電路在轉(zhuǎn)換增益和線性度上具有一定的優(yōu)勢(shì)。
表1 混頻器性能總結(jié)與比較
混頻器性能總結(jié)與比較
設(shè)計(jì)的混頻器版圖用C adence進(jìn)行了繪制， 如圖5所示。面積為0. 751mm 0. 88mm。
混頻器版圖設(shè)計(jì)
圖5 混頻器版圖設(shè)計(jì)
3 總結(jié)
本文采用電流復(fù)用和偶次諧波技術(shù)設(shè)計(jì)了CMOS偶次諧波混頻器， 經(jīng)過對(duì)電路優(yōu)化設(shè)計(jì)， 仿真結(jié)果表明，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有高轉(zhuǎn)換增益、高線性度、低功耗的優(yōu)點(diǎn)， 在便攜式無線通信系統(tǒng)中具有較好的應(yīng)用前景。
評(píng)論