深入了解差動(dòng)放大器

　　高噪聲增益

　　圖4中的設(shè)計(jì)用來測量高端電流，其噪聲增益為250.OP07C運(yùn)算放大器的VOS最大額定值為150μV.最大誤差為150μV×250 = 37.5 mV.為了改善性能，采用ADA4638零漂移運(yùn)算放大器。該器件在–40°C至+125°C溫度范圍內(nèi)的額定失調(diào)電壓為12.5μV.然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍(IVR)為2 V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低2 V.對于ADA4638而言，IVR = 3 V.

　　圖4.高端電流檢測

　　單電容滾降

　　圖5中的示例稍為復(fù)雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言;但更準(zhǔn)確的做法是，它們應(yīng)當(dāng)將阻抗考慮在內(nèi)。在加入電容的情況下(無論是故意添加的電容或是寄生電容)，交流CMRR均取決于目標(biāo)頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應(yīng)，則可在反饋電阻兩端添加電容C2，如通常會在反相運(yùn)算放大器配置中做的那樣。

　　圖5.嘗試創(chuàng)建低通響應(yīng)

　　如需匹配阻抗比Z1 = Z3和Z2 = Z4，就必須添加電容C4.市場上很容易就能買到0.1%或更好的電阻，但哪怕是0.5%的電容售價(jià)都要高于1美元。極低頻率下的阻抗可能無關(guān)緊要，但電容容差或PCB布局產(chǎn)生的兩個(gè)運(yùn)算放大器輸入端0.5 pF的差額可導(dǎo)致10 kHz時(shí)交流CMR下降6 dB.這在使用開關(guān)穩(wěn)壓器時(shí)顯得尤為重要。

　　單芯片差動(dòng)放大器(如AD8271、AD8274或AD8276)具有好得多的交流CMRR性能，因?yàn)檫\(yùn)算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環(huán)境下，且價(jià)格通常較分立式運(yùn)算放大器和四個(gè)精密電阻更為便宜。

　　運(yùn)算放大器輸入端之間的電容

　　為了滾降差動(dòng)放大器的響應(yīng)，某些設(shè)計(jì)人員會嘗試在兩個(gè)運(yùn)算放大器輸入端之間添加電容C1以形成差分濾波器，如圖6所示。這樣做對于儀表放大器而言是可行的，但對于運(yùn)算放大器卻不可行。VOUT將會通過R2而上下移動(dòng)，形成閉合環(huán)路。在直流時(shí)，這不會產(chǎn)生任何問題，并且電路的表現(xiàn)與等式2所描述的相一致。隨著頻率的增加，C1電抗下降。進(jìn)入運(yùn)算放大器輸入端的反饋降低，從而導(dǎo)致增益上升。最終，運(yùn)算放大器會在開環(huán)狀態(tài)下工作，因?yàn)殡娙菔馆斎攵搪贰?/p>

　　圖6.輸入電容降低高頻反饋

　　在波特圖上，運(yùn)算放大器的開環(huán)增益在–20dB/dec處下降，但噪聲增益在+20 dB/dec處上升，形成–40dB/dec交越。正如控制系統(tǒng)課堂上所學(xué)到的，它必然產(chǎn)生振蕩。一般而言，永遠(yuǎn)不要在運(yùn)算放大器的輸入端之間使用電容(極少數(shù)情況下例外，但本文不作討論)。

　　結(jié)論

　　無論是分立式或是單芯片，四電阻差動(dòng)放大器的使用都非常廣泛。為了獲得穩(wěn)定且值得投入生產(chǎn)的設(shè)計(jì)，應(yīng)仔細(xì)考慮噪聲增益、輸入電壓范圍、阻抗比和失調(diào)電壓規(guī)格。