磁懸浮車地通信中頻調(diào)制器的設計與實現(xiàn)

　　1 引 言

　　頻移鍵控(FSK)是利用數(shù)字基帶信號控制載波的頻率來傳送信息的一種方式?！?”碼用頻率f1傳輸，“0”碼用頻率f2傳輸。FSK信號又可分為2種，一種叫離散相位FSK信號，記作DPFSK，這種信號的波形在基帶信號“0”，“1”交替時，載波相位不連續(xù);另一種叫相位連續(xù)FSK信號，記作CPFSK，他在碼元“0”，“1”交替時相位連續(xù)。

　　CPFSK信號由于其相位的連續(xù)性，不僅具有實現(xiàn)容易、適用頻帶寬、抗干擾能力強、解調(diào)無需相干載波等優(yōu)點，而且避免了DPFSK信號由于在頻率轉(zhuǎn)換點上的相位不連續(xù)，而使功率譜產(chǎn)生很大的旁瓣分量，帶限后會引起包絡起伏的缺點，因此在數(shù)字通信領(lǐng)域有著廣泛應用。

　　在實際應用中CPFSK信號的實現(xiàn)有許多種途徑，例如采用頻率切換技術(shù)、動態(tài)改變諧振電路LC組件參數(shù)或者直接采用調(diào)制芯片如DDS等。如何在滿足系統(tǒng)功能的前提下，以較少的硬件成本完成CPFSK信號調(diào)制，具有廣泛的應用價值。本文介紹在我國磁懸浮列車車地通信系統(tǒng)中應用的一種CPFSK中頻調(diào)制器，其核心是基于鎖相環(huán)路的CPFSK信號調(diào)制技術(shù)。系統(tǒng)要求中頻頻率為280 MHz，在信道帶寬25 MHz以內(nèi)，對前級編譯碼板提供的碼率為10.24 Mb∕s的數(shù)據(jù)和周期為1 ms，脈寬10～12μs的報頭脈沖信號實現(xiàn)調(diào)制后送至后級的38 GHz毫米波前端。

　　2 設計思路及系統(tǒng)仿真

　　CPFSK的基本數(shù)學原理就是用數(shù)字基帶信號去控制頻率的切換，完成對載頻信號的調(diào)制，并保持相位的連續(xù)性，從而實現(xiàn)數(shù)字信息的傳輸。在一個碼元時間Ts內(nèi)，CPFSK信號可表示為：

　　當θ(t)為時間的連續(xù)函數(shù)時，已調(diào)波在所有時間上是連續(xù)的。若傳0碼時載頻為ω1，傳1碼時載頻為ω2，他們相對于未調(diào)載頻ω0的頻偏為△ω，上式又可寫為：

　　式中的θ(0)為初相角，取決于過去碼元的調(diào)制的結(jié)果，他的選擇要防止相位的任何不連續(xù)性。對于CPFSK信號有

　　傳統(tǒng)CPFSK信號的實現(xiàn)途徑包括以下3種方式：

　　頻率轉(zhuǎn)換 采用數(shù)字基帶信號控制兩個獨立的振蕩器，通過加法器疊加實現(xiàn)CPFSK調(diào)制。該方式采用了部分數(shù)字電路，精度較高，但由于兩個邊頻采用獨立的高頻振蕩器生成，在頻域引入了大量的諧波成分，無法滿足相位連續(xù)的調(diào)制。

　　直接調(diào)頻 采用數(shù)字基帶信號直接控制LC振蕩回路的參數(shù)改變，實現(xiàn)CPFSK調(diào)制。該方式實現(xiàn)容易，相位連續(xù)，但采用了大量的仿真電路組件，頻率精度和穩(wěn)定性無法保證。

　　調(diào)制解調(diào)芯片 采用成熟的調(diào)制解調(diào)芯片實現(xiàn)。該方式采用了當前通信電子技術(shù)發(fā)展的最新成果，直接利用現(xiàn)成硬件加以實現(xiàn)CPFSK調(diào)制、精度高、頻率穩(wěn)定性好，但由于調(diào)制解調(diào)芯片普遍遵循了相應的CCITT通信協(xié)議標準，只能實現(xiàn)特定載頻、特定調(diào)制頻率上的CPFSK調(diào)制，并且硬件成本較高，無法滿足專用領(lǐng)域的應用。

　　綜上所述，該CPFSK調(diào)制器采用基于鎖相環(huán)路(PLL)方式的CPFSK調(diào)制，其原理與仿真調(diào)制相同，一方面可以保證相位的連續(xù)性，另一方面利用PLL的穩(wěn)頻特性可以保證較高的頻率的穩(wěn)定度，并且實現(xiàn)方法簡便。

　　調(diào)制器原理框圖如圖1所示。

　　其中數(shù)據(jù)信號為10.24 MHz曼徹斯特編碼信號，為了限制中頻帶寬并減小數(shù)據(jù)信號的碼間串擾，在數(shù)據(jù)濾波部分采用升余弦濾波器，其頻率特性為：

　　升余弦特性所形成的基帶波形h(t)，除了在本碼元抽樣時刻上不為零外，在其它碼元的抽樣點上均為零值，滿足無碼間干擾的時域條件。不僅如此，他在兩個抽樣點之間還有一個零點，并且他的“尾巴”收斂快，因此這樣的波形對于減小碼間干擾及定時提取都十分有利。

　　用報頭信號作為開關(guān)的控制信號，實現(xiàn)對10.24 MHz的副載波(來自于前級的數(shù)據(jù)基帶板的參考輸出，以便與數(shù)據(jù)有同步關(guān)系)進行幅度鍵控(ASK)，將鍵控輸出與數(shù)據(jù)信號合成后送到VCO調(diào)諧端。選用10.24 MHz這個頻率做副載波，從頻譜上看10.24 MHz恰好為數(shù)據(jù)信號頻譜的一個零點，這樣可以有效避免報頭和數(shù)據(jù)信號的互相干擾，利于解調(diào)。此外10.24 MHz還作為單片機的外接參考。

　　合成的調(diào)制信號加到VCO的調(diào)諧端，對于鎖在一個點頻上的鎖相環(huán)而言，調(diào)制信號可認為是一種干擾，因此PLL的環(huán)路濾波器必須抑制掉調(diào)制信號對載頻的干擾。從鎖相環(huán)誤差傳遞函數(shù)的角度來分析，由于鎖相環(huán)的誤差傳遞函數(shù)He(jω)具有高通特性，因此必須設計合適的環(huán)路濾波器，讓調(diào)制信號的最低頻率ωm處于鎖相環(huán)誤差傳遞函數(shù)的通帶以內(nèi)，從而實現(xiàn)頻率調(diào)制。這種方案在調(diào)制頻率ωm很低，進人He(jω)的阻帶之后，調(diào)制頻偏是很小的，這是這類方案的一個顯著的缺點。但由于送入該調(diào)制器的數(shù)據(jù)信號為10.24 Mb∕s的曼徹斯特編碼信號，調(diào)制頻率下限不可能很低，從而避免了上述缺點的影響。

　　圖2是用SystemView對整個調(diào)制器進行系統(tǒng)仿真的框圖和得到的已調(diào)信號的頻譜。

　　3 實際電路

　　調(diào)制信號輸入部分如圖3所示，報頭信號輸入經(jīng)比較器AD8611整形后作為開關(guān)ADG736的控制信號，電位器W1用于調(diào)節(jié)比較器的參考電壓，以適應不同幅度的報頭輸入。編譯碼送來的10.24 MHz數(shù)據(jù)信號經(jīng)過低通濾波并由電位器W2控制幅度后送入ADG736。ASK輸出和經(jīng)升余弦濾波后的數(shù)據(jù)信號一起送到放大器AD8072放大后送至VCO的調(diào)諧端，電位器W3用于控制合成信號的幅度，從而控制調(diào)制器的調(diào)制度，使已調(diào)信號帶寬控制在系統(tǒng)要求的25 MHz以內(nèi)。

　　鎖相環(huán)部分如圖4所示，經(jīng)過前面的分析，鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器帶寬應低于調(diào)制信號的最低頻率。

　　由于磁懸浮列車行進過程中的振動可能會引起輸出頻率的抖動，因此環(huán)路帶寬又必須足夠?qū)捠规i定時間足夠快。綜合上述考慮，環(huán)路帶寬設計成50 kHz左右，鑒相頻率由單片機過程控制可選500 kHz，625 kHz，1 250 kHz，2 500 kHz四種，以便通過調(diào)試過程得出一個最優(yōu)值。鑒相器芯片選取帶Charge Pump的LMX2316，其為32∕33雙模預分頻，外接晶振5～100 MHz，最大鑒相頻率10 MHz，射頻輸入工作頻率0.1～2.8 GHz。由于ChargePump電流較小因此環(huán)路濾波器采用有源濾波器標準反饋結(jié)構(gòu)(standard feedback approach)以獲取較低的雜散。使用NSC的“WEBBECH”工具，可以方便快捷地完成鎖相環(huán)的設計和仿真。此外12.5 MHz的晶振輸出經(jīng)放大器SNA586放大后送至多任務器，為后級的毫米波前端提供參考信號。系統(tǒng)提供的發(fā)射控制信號用于實現(xiàn)各發(fā)射站間的信號切換，以避免越站干擾。

　　最終完成的實際電路如圖5所示。調(diào)制器中頻為280 MHz,已調(diào)信號帶寬25 MHz(可調(diào))，最大數(shù)據(jù)速率可達15 Mb∕s(死循環(huán)誤碼率10-9)。目前該中頻調(diào)制器已在磁浮試驗線車地通信系統(tǒng)的地面基站和車載移動站中投入使用，性能良好。