了解集成解決方案如何提高電阻電流傳感的精度
今天我們將討論為什么離散實現(xiàn)不能提供高精度的電阻電流傳感。
一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高,但由于外部組件的有限匹配,它們不能提供高精度。使用高精度電阻網(wǎng)絡(luò)的嘗試可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。
電阻電流傳感的離散實現(xiàn)在一個上一篇文章,我們討論了基于運算放大器的非逆變結(jié)構(gòu)可用于通過低側(cè)電流檢測電阻器來檢測和提高電壓。非逆變配置具有單端輸入,并感測其相對于地的輸入電壓。這就是為什么我們不能在高側(cè)感應(yīng)配置中使用這個放大器。
另一方面,經(jīng)典差分放大器具有差分輸入。由于它感測并聯(lián)電阻上的電壓降,而不是節(jié)點對地的電壓,因此它可用于低壓側(cè)和高壓側(cè)電流感應(yīng)應(yīng)用,如中所示圖1
在這篇文章中,我們將討論使用差分放大器時可能影響精度的兩個重要誤差源。
共模抑制比是差分輸入放大器抑制兩個輸入共用信號的能力。放大器的傳遞函數(shù)可以表示為:
vout=Admvd+Acmvcvout=Admvd+Acmvc
方程式1其中\(zhòng)(A{dm})和\(vlukb1yr)分別是放大器的差模增益和放大器輸入處的差分信號。類似地,\(A{cm})和\(v{c})是應(yīng)用于放大器的共模增益和共模信號。根據(jù)方程式1,出現(xiàn)在放大器輸出端的電壓是輸入共模值的函數(shù)。在圖1(b),我們理想地期望輸出是差分信號V的函數(shù)分流器. 然而,實際上,輸出也是電源電壓V的函數(shù)供給 .
當我們改變V供給,放大器輸入端的共模信號,因此,放大器的輸出電壓發(fā)生變化。即使我們保持V分流器不變的。為了減少這種非理想效應(yīng),我們需要使共模增益A厘米遠小于差模增益Adm公司. 共模抑制比(CMRR)定義為差分增益除以共模增益,它規(guī)定了放大器在放大差分信號時抑制共模信號的能力。
離散實現(xiàn)的CMRR較低考慮中所示的差分放大器圖2 .
對于理想運算放大器,差分放大器的傳遞函數(shù)由以下公式給出:
vout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vBvout=R4R1×R1+R2R3+R4×vA?R2R1×vB
For R2R1=R4R3R2R1=R4R3, we have:
vout=R2R1(vA?vB)vout=R2R1(vA?vB)
方程式2該方程表明,任何共模電壓都將被放大器完全抑制,即當vA=vBvA=vB時,我們得到vout=0vout=0。然而,在實踐中,差分放大器的共模抑制將受到限制,因為比率r2r2r1不完全等于R4R3R4R3.它可以顯示出來差分放大器的共模抑制比由下式給出:
CMRR?Ad14tCMRR?Ad14t
方程式3式中\(zhòng)(Ailq2bhj)是差分放大器的差分增益,其等于\(\frac{R{2}}{R}{1}}});t是電阻公差。例如,當微分增益為1和0.1%電阻器時,我們有:
CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500CMRR?Ad+14t=1+14×0.001=500
用dB表示這個值,我們得到一個大約54 dB的CMRR。請注意方程式3在假設(shè)運算放大器是理想的且具有很高的共模抑制比的前提下推導(dǎo)出來的。如果運算放大器的CMRR不遠大于從方程3得到的值,我們需要使用更復(fù)雜的方程 .
集成解決方案可導(dǎo)致較高的CMRR因此,即使有一個理想的運算放大器,差分放大器的共模抑制比也相對較低,并且受到增益設(shè)置電阻匹配的限制。為了解決這個問題,我們可以使用一組匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),例如 LT5400型. LT5400是一個四電阻網(wǎng)絡(luò),匹配率為0.005%,可用于創(chuàng)建具有高共模抑制比的差分放大器,如中所示圖3. 使用匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),一個約80分貝的共模抑制比應(yīng)該是可以實現(xiàn)的。
一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻可以被認為是一個低成本的電流測量解決方案。然而,正如你所見,增益設(shè)置電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。嘗試使用一個單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用一個簡單的差分放大器可以節(jié)省的成本。
我們可以使用完全單片的解決方案,如AMP03從模擬設(shè)備集成激光微調(diào)電阻到精密運算放大器封裝,以實現(xiàn)電阻之間的高匹配。這種集成解決方案可以獲得大于100db的CMRR。
另一個錯誤來源:增益設(shè)定電阻的溫度漂移增益設(shè)定電阻的溫度漂移是影響測量精度的另一個因素。如上所述,增益設(shè)置電阻的公差決定了放大器在室溫下的初始精度。然而,為了使電阻比保持恒定,電阻器在工作溫度范圍內(nèi)應(yīng)表現(xiàn)出類似的行為。
讓我們考慮一下如何產(chǎn)生溫度漂移的例子。假設(shè)電阻值方程式2are R1=5 kΩ and R2=100 kΩ. 此外,假設(shè)電阻器的溫度系數(shù)為±50 ppm/°C,環(huán)境溫度可比參考溫度(室溫)高100°C。
微分增益的最大值和最小值是多少?
高于參考溫度的100°C溫升可使±50 ppm/°C電阻器的值變化±0.5%。因此,最大微分增益由下式得出:
Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20Adm,max=R2,maxR1,min=100×(1+0.005)5×(1?0.005)=20.20
最小增益通過以下方式獲得:
Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80Adm,max=R2,minR1,max=100×(1?0.005)5×(1+0.005)=19.80
注意,電阻器可能朝相反方向漂移。在這個例子中,1%的增益誤差是由漂移效應(yīng)引起的,因為我們假設(shè)電阻在室溫下有其標稱值。
有趣的是,與匹配的電阻網(wǎng)絡(luò),如 LT5400型或者是一個完全單片的電流檢測解決方案,集成電阻可以表現(xiàn)出幾乎完美的匹配,這兩個初始誤差和溫度漂移。如中所示圖5 .
在本圖中,橙色線規(guī)定了溫度從基準溫度(20°C)向任一方向變化時單個±50 ppm/°C電阻器值變化的限值。紅色曲線表示匹配電阻陣列的四個集成電阻器的溫度行為。
當來自匹配電阻網(wǎng)絡(luò)的單個電阻器的溫度系數(shù)為±50ppm/°C時,四個集成電阻器的溫度行為非常匹配。隨著溫度的變化,電阻值互相跟蹤。這些匹配的電阻允許我們保持放大器增益在工作溫度范圍內(nèi)相對恒定。
結(jié)論一個離散放大器和一些外部增益設(shè)置電阻器可以用來增加電流感測電阻器上的電壓。雖然這種離散的解決方案可能是成本效益高,但由于外部組件的有限匹配,它們不能提供高精度。
增益設(shè)定電阻的匹配決定了放大器的共模抑制比。為了獲得高的共模抑制比,需要使電阻的初始誤差和溫度漂移達到近乎完美的匹配。這就是為什么在CMRR方面,集成解決方案可以輕松擊敗離散實現(xiàn)。請注意,嘗試使用單獨的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)可以抵消使用簡單離散解決方案可能帶來的成本節(jié)約。
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