一種用于D/A轉(zhuǎn)換電路的帶隙基準電壓源的設(shè)計

摘要：本文介紹了帶隙基準電壓源的原理，實現(xiàn)了一個高精度的帶隙基準電壓源電路。此電路在-20℃~100℃的溫度范圍內(nèi)，有效溫度系數(shù)為6.1ppm/℃；電源電壓在1.6V~2.0V 變化時，其電源抑制比為103.7dB。

基準電壓源在DAC電路中占有舉足輕重的地位，其設(shè)計的好壞直接影響著DAC輸出的精度和穩(wěn)定性。而溫度的變化、電源電壓的波動和制造工藝的偏差都會影響基準電壓的特性。本文針對如何設(shè)計一個低溫度系數(shù)和高電源電壓抑制比的基準電壓源作了詳細分析。

從DAC電路的實際工作環(huán)境考慮，電源電壓的變化范圍是1.6V~2.0V ，溫度變化范圍是-20℃~100℃。本帶隙基準電壓源的設(shè)計指標為：1. 輸出的基準電壓在1.22V左右；2. 電源抑制比為100dB；3. 基準電壓的溫度系數(shù)小于10ppm/℃。
　　
帶隙基準電壓源的原理

帶隙基準電壓源的基本原理是：利用雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓V_BE(具有負溫度系數(shù))與它們的差值V_BE(具有正溫度系數(shù))進行相互補償，從而達到電路的溫度系數(shù)為零的目的。

                      
        圖1 帶隙基準電壓產(chǎn)生原理圖                      圖2  基準電壓源電路

如圖1所示，其運算放大器的作用是當電路處于深度負反饋的情況下，使X、Y 兩點的電壓相等。此時若R1=R2，則I1=I2，并滿足：
V_BE1=V_BE2+I₂R₃                      (1)                    
I₁=I₂=(1/R₃)(V_BE1-V_BE2)=(1/R₃)V_Tlnn  (2)
V_OUT=V_BE1+I₁R₁=V_BE1+(R₁/R₃)V_Tlnn     (3)

V_OUT即可作為基準電壓。從(3)式可知，基準電壓只與PN結(jié)的正向壓降、電阻的比值以及Q₁和Q₂的發(fā)射區(qū)面積比有關(guān)，而與輸入電壓無關(guān)，所以，在實際的工藝制作中將會有很高的精度。第一項V_BE1具有負的溫度系數(shù)，在室溫時大約為-2mV/℃；第二項V_T具有正的溫度系數(shù)，在室溫時大約為+0.085mV/℃，通過設(shè)定合適的工作點，可以使兩項之和在某一溫度下達到零溫度系數(shù)，從而得到具有較好溫度特性的基準電壓。適當選取R₁、R₃和n的值，即可得到具有零溫度系數(shù)的輸出電壓V_OUT。
　　
電路設(shè)計

以圖1所示的電路原理為基礎(chǔ)，設(shè)計出基準電壓源電路，如圖2所示。電路主要由三部分組成：使能信號驅(qū)動電路、偏置電路、帶隙基準電壓V_REF產(chǎn)生電路。通過對每一部分結(jié)構(gòu)、工作原理的介紹，可知圖2所示電路既能解決驅(qū)動不夠的問題，又能靈活調(diào)節(jié)它的溫度系數(shù)，可達到高電源抑制比和低溫度系數(shù)的性能。

使能信號驅(qū)動電路

此電路由圖2所示的三級反向器構(gòu)成。PD為電路的使能信號，輸出A₁₀、A₉用來做BIAS和V_REF的使能控制。

使能信號的加入，可以降低功耗。當外部的數(shù)字信號還沒有送入轉(zhuǎn)換電路時，PD使能信號使基準電壓電路處于待機狀態(tài)，從而降低了功耗：當外部的數(shù)字信號送入轉(zhuǎn)換電路時，PD使能信號使基準電壓電路工作。{{分頁}}

為了達到較大的驅(qū)動能力，可以使PD信號通過由M_k1,M_K2,M_K3,M_h1,M_h2,M_h3組成的反向器，如圖2所示，反向器的管子寬長比逐級增大，驅(qū)動能力逐級提高，輸出A₁₀、A₉可以有效地驅(qū)動BIAS和V_REF的使能管，解決了因版圖中走線過長或后端電路管子存在寄生電容而導致的驅(qū)動不夠的問題。

偏置電路

偏置電路用來給基準電壓電路的運放提供偏置，如圖3所示。

                       
                     圖3 偏置電路                  圖4 基準電壓產(chǎn)生電路

在圖3電路中，M_K、M_H、M_F、M₄、M₅、M₇為開關(guān)管，M₃、M₆、M_S1~M_S6構(gòu)成啟動電路，M_C1~M_C6可建立起穩(wěn)定的偏置電流。

當A₁₀=0時，開關(guān)管M_K、M_F 、M₅導通，M_H、M₄、M₇關(guān)斷，偏置電路不工作，A₈=1；當A₁₀=1時，開關(guān)管M_H、M₄ 、M₇導通，M_K、M_F、M₅關(guān)斷，偏置電路正常工作。

PMOS管M_S1~M_S6是電阻管，上電后 M₆導通，A₈被拉為低電平，M_C1~M_C6導通，電源電流從M_C1流經(jīng)M_C3、M_C5到地，N₁變?yōu)楦唠娖剑?M₃管打開，N₂拉低，M₆管關(guān)斷。經(jīng)過一段時間后，M_C1~M_C6建立起穩(wěn)定的偏置電流，啟動電路停止工作。

M_C1~M_C6和R可以產(chǎn)生一個與電源無關(guān)的電流，M_C1、M_C2兩支路的電流通過M_C5、M_C6、R來設(shè)定。本質(zhì)上講，I₁被自舉到I₂，即I₁=I₂。
V_GS5=V_GS6+I₂R                              (4)
      (5)
從式(5)可看出，電流與電源電壓無關(guān)，而與M_C5、M_C6的寬長比和電阻的值有關(guān)，調(diào)整這些值，可以方便地得到需要的偏置電流。

基準電壓產(chǎn)生電路

圖2所示為V_REF模塊，其具體結(jié)構(gòu)如圖4所示。

該電路通過R_D0、C₁濾掉了電源線上的高頻噪聲，使得基準電壓V_REF更加穩(wěn)定。

圖4與圖1比較，可知圖4主結(jié)構(gòu)中增加了一個電阻R₀，如何調(diào)節(jié)電阻使V_REF對溫度的依賴減小，可以通過式(6)~(11)說明：
I₁R₁=I₂R₂                             (6)
V_BE1=V_BE2+I₂R₃                         (7)
I=I₁+I₂                               (8)
V_OUT=V_BE1+I₁R₁+IR₀                     (9)
把式(6)~(8)帶入(9)，得到：
V_OUT=V_BE1+AV_T                          (10)
        (11)
在式(10)中，第一項V_BE1具有負的溫度系數(shù)，第二項V_T具有正的溫度系數(shù)，適當選取R₀、R₁、R₂、R₃的值，改變A的大小，便可以使兩項之和在室溫下達到零溫度系數(shù)。比較(3)式，因為可調(diào)變量增加，調(diào)節(jié)的范圍變大，則在室溫下V_OUT對溫度的依賴為0。

運算放大器的設(shè)計

在基準電壓產(chǎn)生電路中，要求運算放大器的增益越大越好，同時保證其相位裕度在60^o以上，電路如圖5
所示。

圖5 運算放大器電路

圖6  VREF隨溫度變化的特性曲線


圖7 基準電壓隨電源電壓的變化曲線

在圖5中，M_K、M_H、M_F、M_E、M_D為開關(guān)管，由使能信號A₁₀控制，A₁₀=1時，運算放大器正常工作。M_B、M_C是用MOS管做的電容，用作裕度補償。同等面積情況下，MOS電容可比多晶硅電容的值大很多，極大地節(jié)省了面積。{{分頁}}

該放大器采用兩級推挽輸出，一是可以得到很高的增益；二是可以得到較大的輸出擺幅。M₀通過A₈將偏置電路中與電源無關(guān)的電流鏡像到M₀支路，可以通過調(diào)整偏置電路中的電流來改變運算放大器的偏置點和功耗。

電路仿真結(jié)果

本設(shè)計采用0.18μm  CSMC-HJ  N阱CMOS工藝模型庫，并應(yīng)用Hspice軟件對電路進行仿真。

溫度特性

電源電壓固定在1.8V，對電路進行-20℃~100℃的溫度掃描，仿真結(jié)果如圖6所示。

從圖6中可看出，V_REF的最大和最小值分別是1.2265V和1.2256V，在27℃時，基準電壓是1.2265V。V_REF的溫度系數(shù)TC_F可以用下式來衡量：

     (12)

如圖6所示，基準電壓隨溫度的改變而改變，但變化幅度很小，從式(12)可知，TC_F<10ppm/℃，滿足DAC電路對基準電壓的要求。

電源抑制特性

對電路進行電源電壓的DC掃描，通過Hspice仿真得到的波形如圖7所示。

圖7是坐標放大圖，從圖中可看出，電源電壓在1.6V~2.0V變化時，基準電壓從1.2264855V僅變化至1.2264875V。

基準電壓的電源抑制特性可用PSRR來衡量，PSRR計算如下：

=153300=103.7dB                       (13)

可見，基準電壓對電源的抑制性能非常好，幾乎不隨電源電壓改變。■