應對EEG和ECG設備的設計挑戰(zhàn)

在過去20年間，CareFusion Nicolet在EEG診斷系統(tǒng)領(lǐng)域的開發(fā)上一直扮演著先驅(qū)者的角色。通過運用ADI公司廣泛的放大器產(chǎn)品線，CareFusion得以優(yōu)化其模擬前端，應對當今的EEG設計挑戰(zhàn)。

雖然本文只涵蓋了一種EEG應用，但是大部分理論對心電圖(ECG)設計工程師也會有所幫助。如同許多EEG和ECG設備設計者所知，電極中的半電池電位差異可能會引起較大的直流失調(diào)，測量系統(tǒng)必須能夠容忍此失調(diào)。CareFusion的現(xiàn)有系統(tǒng)設計可以處理高達±900mV的失調(diào)。為了應付現(xiàn)場的不同電極類型以及環(huán)境條件，CareFusion希望將容差提高到±1300mV。與此同時，他們正在考慮電池供電設計的可能性，因此需大幅降低功耗，其中也包括儀表放大器?，F(xiàn)有的功耗是每通道28mW，設計師希望將其降低到10mW以內(nèi)。對于ECG和EEG前端設計，設計師面臨著噪聲、失調(diào)處理能力與功耗之間的取舍。

大部分儀表放大器具有因減法器級而導致的大量噪聲成分。在高增益應用中，其影響不大，因為此噪聲會在輸出端保持恒定，而與增益無關(guān)。然而在EEG和ECG應用中，增益會被來自于電極的較大失調(diào)所限制。因此，如果希望使用大增益以獲得良好噪聲性能，那么失調(diào)要求將迫使設計采用大電源。

這就是CareFusion在采用AD8221儀表放大器的先前設計中采取的措施。AD8221的輸出噪聲為75nV/√Hz，輸入噪聲為8nV/√Hz。為降低大量輸出噪聲在折合到輸入端時所造成的影響，他們將AD8221設定至14.8的增益。該增益也會將共模抑制提高23dB，因為共模增益為1。但是，為了以14.8的增益來處理900mV電極失調(diào)，必須使用115.5V直流電源軌。EEG放大器由64個這種通道組成，對于電池供電應用來說，功耗太大。

針對此應用，真正理想的是具有低輸出噪聲的低功耗儀表放大器，然而這并不容易。儀表放大器的輸出噪聲主要由6個電阻決定(圖1中的R1至R6)，一個可能的解決方案是降低這些電阻的值，但會有幾個缺點：

圖1，標準儀表放大器配置。

1. 內(nèi)部儀表放大器必須驅(qū)動更多電流到這些電阻。為了在這種較高驅(qū)動條件下保持良好的線性度，必須構(gòu)建輸出驅(qū)動能力更強的放大器，這就需要設計功率更高的放大器。而另一方面，將出現(xiàn)更大的電流流經(jīng)小值電阻的局面。

2. Rg增益設置電阻會變得更小，這在噪聲方面是件好事，但在較大差分過壓條件下，還不夠好。它會使放大器輸入端處理高增益配置下的大差分電壓的性能變差。儀表放大器設計師可以通過增加電路來應對，但這種電路會增加輸入噪聲。

3. 隨著EEG設備減法器電路中的電阻變小，儀表放大器的輸入阻抗也會變小。這意味著，如果系統(tǒng)設計師希望用一個緩沖器驅(qū)動此引腳(EEG應用中常見情況)，那么在目標頻率范圍內(nèi)，驅(qū)動放大器必須具有非常低的輸出阻抗。

CareFusion決定用更高的噪聲來換取更低的功耗。于是，他們開始尋找AD8221的替代器件——功耗更低但仍然能滿足其它性能要求。他們考慮的一款儀表放大器是AD8235/36，它的功耗非常低，尺寸很小，但噪聲太高，最大供電軌為5V，無法滿足直流失調(diào)要求。

CareFusion考慮的另一款器件是AD627，它的功耗也非常小，并且支持寬電源軌。相對于功耗而言，它具有良好的性能。然而，它采用的是SOIC封裝，尺寸較大，不利于縮小電路板的尺寸。ADI公司還有許多300μA~500μA電源電流及寬電源范圍的器件，但所有這些器件都具有至少20nA的輸入偏置電流，超過了CareFusion設計的低于5nA的額定要求。發(fā)現(xiàn)ADI公司以及其它廠商沒有任何一款儀表放大器滿足要求之后，CareFusion決定自行構(gòu)建。他們知道為獲得100dB以上的CMRR，減法器級中的電阻必須匹配。他們過去曾經(jīng)試驗過匹配電阻網(wǎng)絡，但這種網(wǎng)絡非常昂貴，而且似乎從來沒有獲得期望的CMRR性能。他們很快發(fā)現(xiàn)差動放大器AD8278具有他們需要的性能和功耗。傳統(tǒng)的四電阻差動放大器比看起來更復雜。對于理想的運算放大器，CMRR受電阻匹配度限制(圖1中的R3-R6)。差動放大器CMRR的近似計算公式如下：

Ad為差動放大器的增益，t為電阻的容差。因此，對于1倍增益和1%電阻，CMRR=50V/V或大約34dB；對于0.1%電阻，CMRR=500V/V或大約54dB。上述公式適用于低頻情況。當頻率較高時，CMRR可能會進一步下降。例如，如果因為PCB布局或內(nèi)部芯片布局的影響，兩個運算放大器的輸入電容差為400fF~500fF，電阻為10kΩ，那么10kHz時的交流CMRR會下降6dB~7dB。如果系統(tǒng)中有一個20kHz(或更高)開關(guān)調(diào)節(jié)器，這可能很重要。即使具有理想的電阻和平衡電容，CMRR最終也會受運算放大器的限制。

差動放大器的性能主要分為兩類。第一，典型的高端電流檢測應用需要在電流范圍的高端具有3％~5%的精度。一個具有合理失調(diào)和1%電阻的低成本運算放大器可以達成此需求。請記住，有一些低成本運算放大器可能具有低于50dB的CMRR，這一點常常被忽略掉。第二，更精密的應用，通常作為分立儀表放大器的第二級，處于0.1%到1%范圍，具有超過70dB~80dB的CMRR。這可以利用一個良好的運算放大器、四個具有低溫度系數(shù)(TC)的匹配電阻，以及謹慎的PCB電路板布局來實現(xiàn)。考慮到分立解決方案的總成本與電路板空間，單芯片差動放大器看來極具吸引力。這正是CareFusion選擇AD8278的原因。他們將其增益配置為1/2，這使得他們能夠提高輸入緩沖器的增益，降低電源軌(最終確定為±7.5VDC)，并且滿足噪聲和直流失調(diào)容差要求。AD8278的增益可以配置為1/2或2。雖然CareFusion面對的是低噪聲應用，他們?nèi)匀贿x擇將AD8278的增益配置為1/2。通常認為，將放大器置于最高增益級可以獲得最佳的噪聲性能。然而，由于AD8278是該設計的第二級，因此將放大器置于較低增益級實際上有助于提高設計的噪聲性能。這樣就能在第一級中應用更多增益。低噪聲設計的一個重要法則是讓第一級具有盡可能多的增益，本設計也不例外。將更多增益放在第一級也有助于提高儀表放大器的CMRR性能。我們可以根據(jù)先前關(guān)于電阻容差與CMRR關(guān)系的討論進行計算，將差動放大器的增益從1/2變?yōu)?時，CMRR將提高6dB。然而，如果我們在第一級另外提供4倍的增益，那么差分增益將提高4倍，但共模增益保持不變。換言之，通過第一級放大，我們可以獲得12dB的額外CMRR，而將增益應用于差動放大器時，只能獲得6dB的提高。注意，這一技巧僅適用于第一級中的運算放大器具有良好CMRR的情況，因此，使用高質(zhì)量運算放大器相當重要。相對于集成儀表放大器，使用G=1/2的差動放大器級是CareFusion優(yōu)化分立設計的方法之一。通常，集成儀表放大器必須將內(nèi)部差動放大器的增益設置為1或更高，因為較低的差動放大器增益會限制儀表放大器處理寬共模電壓擺幅的能力。經(jīng)過大量搜索后，CareFusion選擇AD8622作為輸入緩沖運算放大器。該運放具有他們需要的全部特性：小封裝尺寸、低功耗、低輸入偏置電流、低0.1Hz~10Hz噪聲和寬電源軌。還有一個重要特性是單位增益穩(wěn)定性。雖然運算放大器以10倍增益工作，但在儀表放大器配置中，共模信號看到的增益是1，因此可能會引發(fā)穩(wěn)定性問題。

CareFusion劃分系統(tǒng)的方式獨具匠心。有時候，一個四通道運算放大器的三部分被用于構(gòu)建儀表放大器，這是很容易掉入的陷阱。

圖2， CareFusion儀表放大器簡圖。

依據(jù)Vos、TCVos、增益、帶寬、CMRR等來看，第一級的需求與差動放大器級是完全不同的。為了獲得最后10%的性能，第一級使用雙通道放大器，第二級使用單通道放大器非常有意義。為了在運算放大器中獲得低電壓噪聲，輸入級需要消耗第二級當中并不需要的大量電流。假如第二級驅(qū)動一個重負載，那么就需要比第一級運算放大器更多的驅(qū)動。四通道放大器的另一個缺點是：輸出運算放大器的熱量可能會反饋到同一封裝中其它運算放大器的第一級。

CareFusion的第一選擇本來是使用集成儀表放大器，藉以節(jié)省電路板空間。然而，使用精密差動放大器后，確實使他們可以對儀表放大器進行微調(diào)，而不需要昂貴且占用電路板空間的電阻網(wǎng)絡。他們得以顯著降低功耗，同時仍然保持重要的性能特性，像是噪聲、CMRR以及直流輸入容差等(圖2)。