用多相DC-DC轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)高性能ASIC和微處理器

多相DC-DC轉(zhuǎn)換器引出

當(dāng)今的高性能ASIC和微處理器己廣泛應(yīng)用工控、通信航天等各個(gè)領(lǐng)域。但由于它的功率消耗較高，有時(shí)高達(dá)150W甚至超過，對(duì)于1V至1.5V的電源電壓，這些器件所需的電流很容易超出100A。從而引起設(shè)備體積與重量大以及應(yīng)用上一系列麻煩。為此，如何解決這些器件供電方案，是設(shè)計(jì)人員面臨的新問題。

而采用多相DC-DC轉(zhuǎn)換器供電不乏為是一種新型高效供電技術(shù)，為什么呢?這是因?yàn)榭梢詰?yīng)用可裁減電源控制器芯片，來設(shè)計(jì)出多相DC-DC轉(zhuǎn)換器，而控制器芯片上基于PLL(鎖相環(huán)電路)的時(shí)鐘發(fā)生器使多個(gè)器件(高性能ASIC和微處理器)能夠同步工作，其裁減架構(gòu)又可允許幾個(gè)控制器并聯(lián)且同步工作。據(jù)此就對(duì)多相DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方案(拓?fù)?、輸入紋波電流、輸出紋波電壓、MOSFET、電感的選擇、散熱等設(shè)計(jì))及設(shè)計(jì)實(shí)例作一介紹。

多相拓?fù)鋬?yōu)勢(shì)

通常比較熟悉的單相降壓調(diào)節(jié)器(轉(zhuǎn)換器)其功率雖然并沒有嚴(yán)格的限制，但是當(dāng)負(fù)載電流上升至20A至30A以上時(shí)，則單相buck調(diào)節(jié)器就顯得力不從心了，而多相轉(zhuǎn)換器將具備明顯的優(yōu)勢(shì)。這些優(yōu)勢(shì)包括：輸入紋波電流很低，輸入電容數(shù)量較少;由于輸出紋波頻率的等效倍增，使輸出紋波電壓也降低了;由于損耗分布在更多元件中，元件的溫度也有所降低;并且外部元件的高度也降低了。

而多相轉(zhuǎn)換器實(shí)質(zhì)上是多路降壓調(diào)節(jié)器并聯(lián)工作，即它們的開關(guān)動(dòng)作保持同步，它們之間的相位差為360/n度，其中n等于相數(shù)。雖然buck調(diào)節(jié)器的并聯(lián)使輸出調(diào)節(jié)變得稍微復(fù)雜了一點(diǎn)，但這個(gè)問題很容易利用電流模式的控制器得到解決，因?yàn)檫@種控制器除了能調(diào)節(jié)輸出電壓外還能調(diào)節(jié)每個(gè)電感中的電流。

輸入紋波電流

在選擇輸入電容時(shí)，面臨的關(guān)鍵問題是輸入紋波電流的處理。多相拓?fù)涞牟捎檬馆斎爰y波電流大幅度降低了，使每相的輸入電容只需處理更加低幅度的輸人電流脈沖。另外，相位偏離也增加了電流波形的等效占空比，因而產(chǎn)生更低的RMS(均方根)紋波電流。表1列出的紋波電流值說明了紋波電流的降低(從單相的31.6A到8相的11.2A)和輸入電容的節(jié)省情況(從單相的11只到8相的4只)。

高K電介質(zhì)的陶瓷電容不但具有很高紋波電流處理的能力并可使PCB(印制電路扳)面積很小。如，1812型外形的陶瓷電容每個(gè)的額定紋波電流高達(dá)2A至3A。對(duì)于要求成本較低的設(shè)計(jì)，則電解電容是很好的選擇。

降低輸出紋波電壓

對(duì)ASIC和微處理器內(nèi)核電源供電，通常要求電壓精度應(yīng)大幅度的負(fù)載電流階躍要求輸出電容具有極低的ESR(等效串聯(lián)電阻)以減小瞬態(tài)電壓，同時(shí)還要求輸出電容具有足夠大的容量，以便負(fù)載向下跳變時(shí)吸收存儲(chǔ)在主電感中的能量。有機(jī)聚合物電容比鉭電容有更低的ESR，而聚合物電容具有最低的ESR和很高的容量，陶瓷電容具有出色的高頻特性，但每個(gè)器件(ASIC和微處理器)的容量只是鉭或聚合物電容的二分之一到四分之一。

低側(cè)MOSFET應(yīng)并聯(lián)使用

一個(gè)12V到1.2V的轉(zhuǎn)換器要求低側(cè)MOSFET在90%的時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通;在此情況下導(dǎo)通損耗遠(yuǎn)高于開關(guān)損耗，由于這個(gè)原因，常常將二或三只MOSFET并聯(lián)使用。多個(gè)MOSFET并聯(lián)工作有效降低了漏源極導(dǎo)通電阻RDS(ON)，因而降低了導(dǎo)通損耗。當(dāng)MOSFET被關(guān)閉時(shí)，電感電流繼續(xù)通過MOSFET的體二極管流通。在此條件下，MOSFET的漏極電壓基本上為零，大幅度降低了開關(guān)損耗。表1給出了幾種多相配置的損耗情況(從單相的6W到8相的1W)。注意低側(cè)MOSFET的總損耗隨著相數(shù)的增多而降低了(從單相的18W到8相的8W)，因而降低了MOSFET的溫升。

高側(cè)MOSFET選擇

占空比為10%時(shí)，高側(cè)MOSFET的開關(guān)損耗遠(yuǎn)大于導(dǎo)通損耗。因?yàn)楦邆?cè)MOSFET只在很少的時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通，所以導(dǎo)通損耗不太明顯。這樣，降低開關(guān)損耗比降低導(dǎo)通電阻更為重要。在開關(guān)過程中(tON和tOFF)需要承受一定的電壓和傳輸電流，這個(gè)電壓與電流的乘積決定了MOSFET的峰值功率損耗;因此開關(guān)時(shí)間越短功率損耗越小。在選擇高側(cè)MOSFET時(shí)，應(yīng)選擇具有較低柵極電荷和較低柵漏電容的器件，這兩項(xiàng)指標(biāo)比低導(dǎo)通電阻更為重要。從表1可以看出，MOSFET的總損耗隨著相數(shù)的增多而降低(從單相的4.4W到8相的1.76W)。

電感的選擇

電感值決定了紋波電流的峰—峰值。紋波電流通常用最大直流輸出電流的百分比表示。對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，可以選擇紋波電流為最大直流輸出的20%到40%。ASIC和微處理器的內(nèi)核電壓較低時(shí)，電感電流的衰減速度不如上升速度快。當(dāng)負(fù)載降低時(shí)，輸出電容會(huì)被充入過量電荷，造成過壓現(xiàn)象。如果選用數(shù)值較小的電感容轉(zhuǎn)移的電感儲(chǔ)能較少，引起的浪涌電壓較低。

散熱設(shè)計(jì)

在一個(gè)提供100LFM至200LFM的強(qiáng)制對(duì)流冷卻系統(tǒng)中，單相設(shè)計(jì)需要采用相當(dāng)大的散熱器來獲得0.6℃/W的熱阻。而在四相設(shè)計(jì)中熱阻可以增大到2℃/w。這個(gè)熱阻無須散熱器和100LFM至200LFM的氣流就容易實(shí)現(xiàn)。

設(shè)計(jì)實(shí)例

用芯片MAX5038控制器配置成的一個(gè)四相DC—DC轉(zhuǎn)換器。MAX5038主控制器的遠(yuǎn)端電壓檢測(cè)器引腳(VSP與VSN)用于檢測(cè)輸出電壓，其輸出信號(hào)(DIFF)同時(shí)作為主/從控制器EAN端的輸入以實(shí)現(xiàn)主/從控制器并聯(lián)工作。MAX5038主控制器輸出(CLKOUT)還為另一個(gè)MAX5038從控制器提供一個(gè)時(shí)鐘輸入(CLKIN)。將PHASE引腳浮空，使從控制器的內(nèi)部時(shí)鐘與CLKIN信號(hào)產(chǎn)生90°相移。通過設(shè)置合適的增益，誤差放大器(V ERROR AM)P還可實(shí)現(xiàn)有源電壓定位功能。若采用精密電阻設(shè)置增益則可以確保精確的負(fù)載均衡的精度。誤差放大器的輸出(EAOUT)決定了各相的負(fù)載電流。每個(gè)電流環(huán)可通過CLPl和CLP2引腳進(jìn)行補(bǔ)償，經(jīng)過適當(dāng)補(bǔ)償，可以在大多數(shù)輸入和負(fù)載情況下提供非常穩(wěn)定的輸出。

VAP為電壓信號(hào)“+”，VAN為電壓信號(hào)“-”，PLL RAMP GEN為鎖相電路斜波時(shí)鐘發(fā)生器，DIFF為差分信號(hào)，ISENSE為電流檢測(cè)器，IERROR AMP為電流誤差放大器，VERROR AMP為電壓誤差放大器，COUT輸出電容 VOUT輸出電壓。

主控制器執(zhí)行電壓遙測(cè)(檢測(cè))功能和時(shí)鐘產(chǎn)生功能，從控制器擴(kuò)展輸出電流并與主控制器同步工作。

結(jié)論

用芯片MAX5038控制器設(shè)計(jì)的多相同步DC—DC轉(zhuǎn)換器能夠有效地驅(qū)動(dòng)工作在IV至1.5V、消耗電流100A甚至更高的ASIC或處理器。它們解決了供電系統(tǒng)上的很多基本問題，包括電容器紋波電流，MOSFET功耗，瞬態(tài)響應(yīng)，以及輸出電壓紋波等等，應(yīng)該說此方案是一種新型高效技術(shù)。