工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計(jì)（四）

　　當(dāng)鎖存器置位輸入方波為高電平時(shí)，或非門輸出始終為低電平，封鎖PWM，這段時(shí)問由內(nèi)部振蕩器OSC放電過程時(shí)間決定。在鎖存器置位輸入方波下降沿同時(shí)，如或非門其他三個(gè)輸入信號(hào)輸入無效電平時(shí)，或非門輸出為高電平，MOSFET管導(dǎo)通。

　　其他三個(gè)輸入信號(hào)分別為：一個(gè)為電流取樣比較器輸出，一個(gè)為誤差放大器輸出，一個(gè)為輸入欠壓比較器輸出。

　　為濾除參考端的高頻信號(hào)，V 對(duì)地接一個(gè)瓷片電容，在PCB布線時(shí)要注意，不能有電感成分的介人，以免產(chǎn)生干擾，引成電路振蕩打隔。

　　OSC振蕩頻率f=1.8/（RtCt）， 當(dāng)取RT=33kf2，CT=1000PF，f=-54kHz.

　　6）電流取樣比較

　　在圖2中，MOSFET管導(dǎo)通時(shí)，Udc =Ldi/dt，變壓器電感電流以斜率Udc/L線性增長(zhǎng)，L為變壓器的初級(jí)電感。在MOSFET管的源極與地間串接一個(gè)無感取樣電阻Rs，將變壓器的初級(jí)電流轉(zhuǎn)換成取樣電壓Ud =RS i.在輸出同樣的功率下，輸入直流電壓越小，變壓器一次電流也越大，通過MOSFET管的電流也越大。為保護(hù)M0SFET管不致?lián)p壞， 需計(jì)算電感峰值電流Ip=2P/（UdcminUmax ）。選擇功率MOSFET管的最大峰值電流Icmax應(yīng)大于1.3Ip.

　　取樣電壓Ud經(jīng)RC濾波后，送到UC3845的3腳。當(dāng)該電壓超過lV時(shí)，比較器輸出高電平，送到RS鎖存器的復(fù)位端，PWM輸出為低電平，使PWM的占空比減小，從而限制電感峰值電流。

　　無感取樣電阻尺。的電阻值為：Rs=l/Ip，功率1W.而RC濾波器的時(shí)間常數(shù)接近尖脈沖的持續(xù)時(shí)間，否則引起電源輸出的不穩(wěn)定。取R=lk，C=470PF.

　　7）誤差比較器

　　Vref經(jīng)電阻分壓為2.5V接至誤差比較器的正端，而負(fù)端（2腳）接外部監(jiān)測(cè)電壓輸入。誤差比較器（1腳）輸出用于外部回路的補(bǔ)償，如圖2，輸出電壓因兩個(gè)二極管壓降而失調(diào)（=1.4V），并在連接到取樣比較器反向輸入端之前被三分。2腳和1腳間接一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行環(huán)路補(bǔ)償。取R 11=150kQ，C11=100PF.

　　外部監(jiān)測(cè)電壓輸入端（2腳）可用于對(duì)輸出回路引入電壓反饋環(huán)節(jié)，如對(duì)主輸出回路5V的穩(wěn)定度要求不高，可將饋電電壓引入，以監(jiān)測(cè)輸出回路過電壓。Vcc經(jīng)電阻分壓接到UC3845~b部監(jiān)測(cè)電壓輸入端，當(dāng)由于某種原因，輸出回路電壓升高時(shí)， 外部監(jiān)測(cè)電壓輸入端大于2.5V， 誤差比較器輸出小于2.5V，結(jié)合電流取樣比較輸入電壓，PWM輸出為低電平， 使PWM的占空比減小， 輸出回路電壓減小。如果對(duì)主回路輸出5V電壓的精度有要求。應(yīng)采用反饋電路由光耦PC817、TL431及與之相連的阻容網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成。其控制原理如下：

　　主回路5V輸出輸出電壓經(jīng)電阻分壓后得到采樣電壓，此采樣電壓與TL43 l提供的2.5V參考電壓進(jìn)行比較，當(dāng)輸出電壓正常（5V）時(shí)，采樣電壓與TL43l提供的2.5V參考電壓相等則TL431的K極電位不變，流過光耦二極管的電流不變，流過光耦的電流不變，UC3845的2腳輸入電壓不變，1腳電位穩(wěn)定，6腳輸出PWM驅(qū)動(dòng)的占空比不變，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值不變。

　　當(dāng)輸出5V電壓因?yàn)槟撤N原因偏高時(shí)，經(jīng)電阻分壓值就會(huì)大于2.5V，則TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，則流過光耦的電流增大，UC3845的2腳輸入電壓上升到大于2.5V，l腳電位下降，6腳輸出驅(qū)動(dòng)脈沖PWM的占空比下降，輸出電壓降低，這樣就完成了主回路輸出電壓反饋穩(wěn)壓的作用。

　　3 結(jié)束語

　　實(shí)踐證明，基于UC3845的反激式開關(guān)電源具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、負(fù)載的調(diào)整效率高等特點(diǎn)。本電源應(yīng)用于網(wǎng)絡(luò)電測(cè)儀表中，收到了良好的效果，具有一定的推廣價(jià)值。

三、開關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應(yīng)用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì)產(chǎn)生遠(yuǎn)高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當(dāng)濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　浪涌電流會(huì)造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至?xí)绊懫渌秒娫O(shè)備的工作以及使保護(hù)電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護(hù)整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對(duì)整流器和濾波電容器造成不可恢復(fù)的損壞。因此，必須對(duì)帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機(jī)電源或其他低成本電源。而在彩色電視機(jī)和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應(yīng)用是彩色電視機(jī)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負(fù)作用，因此，在功率較大的開關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機(jī)械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復(fù)雜，占用體積較大。為使應(yīng)用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對(duì)很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結(jié)束后，模塊導(dǎo)通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設(shè)計(jì)者所希望的。

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設(shè)計(jì)成線形恒流電路。實(shí)際電路會(huì)由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時(shí)則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關(guān)電源的上電電流至少需要達(dá)到4A，如上電時(shí)剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠(yuǎn)超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠(yuǎn)超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結(jié)果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價(jià)格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正實(shí)現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關(guān)狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡(jiǎn)單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　3.3 測(cè)試結(jié)果

　　A模塊在400W開關(guān)電源中應(yīng)用時(shí)，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復(fù)上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復(fù)上電時(shí)間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時(shí)峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結(jié)語

　　開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡(jiǎn)單，體積小給開關(guān)電源設(shè)計(jì)者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國(guó)內(nèi)外尚未見到相關(guān)報(bào)道。同時(shí)作者也將推出其它沖擊負(fù)載（如交流電機(jī)及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　四、開關(guān)電源中電磁干擾的抑制方法

　　引言

　　隨著開關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個(gè)應(yīng)用領(lǐng)域?qū)﹂_關(guān)電源的需求也不斷增長(zhǎng)，但是，開關(guān)電源存在嚴(yán)重的電磁干擾（）問題。它不僅對(duì)電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對(duì)空間也造成電磁污染。于是便產(chǎn)生了開關(guān)電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設(shè)備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對(duì)該環(huán)境中任何事物構(gòu)成不能承受的電磁騷擾的能力。

　　開關(guān)電源的電磁干擾可分為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩大類。傳導(dǎo)干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。

　　本文針對(duì)一種桌面式180W塑殼開關(guān)電源（負(fù)載是12V／15A的半導(dǎo)體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標(biāo)問題，從原理上進(jìn)行了分析，并探討了解決方案。

　　1 180 W開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)分析與電磁干擾測(cè)試

　　1．1 主電路與結(jié)構(gòu)布局分析

　　該開關(guān)電源的電路原理如圖1所示。

　　電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導(dǎo)通時(shí)間較短，濾波電容充電電流瞬時(shí)值的峰值大，整流后的電流波形為脈動(dòng)狀，產(chǎn)生高的諧波電流。

　　半橋電路中高頻導(dǎo)通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關(guān)電源的主要騷擾源，產(chǎn)生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產(chǎn)生的高次諧波，通過開關(guān)管與散熱器問的分布電容傳入內(nèi)部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。

　　該開關(guān)電源的內(nèi)部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側(cè)留有通風(fēng)孔，風(fēng)機(jī)在右邊，采用向外抽風(fēng)方式散熱，保證塑殼內(nèi)的熱量及時(shí)排出，避免熱量在塑殼內(nèi)積聚。該布局的優(yōu)點(diǎn)是通風(fēng)路比較通暢，但也存在缺點(diǎn)—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產(chǎn)生空間耦合，形成輻射騷擾。