基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設計

根據(jù)式(2)～(5)，繪制出不同負載下M與fsN的關系曲線(取α=1)，如圖4a所示。通過調(diào)整電路參數(shù)，即可得合適的增益曲線和工作頻率范圍。圖4a為選擇不同增益諧振電路工作頻率提供了依據(jù)。

由圖4a可知，從空載到滿載變化時，fsN調(diào)節(jié)范圍很大，而諧振元件確定后諧振頻率就固定了，因此僅依靠變頻控制需要開關頻率變化范圍很大。在調(diào)頻基礎上，配合調(diào)節(jié)D，能夠在較小頻率變化范圍內(nèi)，實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)軟開關，由式(2)～(6)得到不同負載下M與D的關系，圖4b為移相調(diào)節(jié)時占空比的選擇提供了理論依據(jù)。根據(jù)效率公式繪制出不同負載下逆變器效率曲線，如圖4c所示。由圖可知，fsN>1時，Q越小，即負載電流越大，效率越高。fsN1時，負載電流越小，效率越高。

3 閉環(huán)控制系統(tǒng)

整個閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖5所示?？刂破鳌⒁葡嗥骱虯／D轉(zhuǎn)換都由主芯片dsP IC30F6010A實現(xiàn)。移相控制可以直接由DSP數(shù)字編程得到，因此無需D／A轉(zhuǎn)換。

此處采用PI控制器進行閉環(huán)控制，其頻域范圍內(nèi)的傳遞函數(shù)為：us／es=kp+ki／s。

采用后向歐拉法進行數(shù)字化：

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1 (7)

式中：kp，ki；分別為比例、積分系數(shù)。

由于移相控制器是靠數(shù)字方法實現(xiàn)的，輸入和輸出的調(diào)節(jié)均為瞬時，當控制器輸出電壓很大時，變換器會有振蕩現(xiàn)象，需要在移相控制后加上一階濾波網(wǎng)絡消除振蕩。

4 實驗過程及結(jié)果

為驗證結(jié)果的正確性，設計一臺基于LCC諧振逆變器的高壓直流電源基本參數(shù)為：輸入電壓(220+20％)V；輸出電壓35 kV；輸出功率0～7 kW。

根據(jù)設計要求，確定高頻高壓變壓器的基本參數(shù)：磁芯型號UU80x65x40；匝數(shù)比1：146；初、次級匝數(shù)分別為32和4672；磁芯個數(shù)為2。

變壓器折算到初級的漏感為75．4μH，分布電容為44．2 nF。取滿載時Qf=3，α=1，得到總串聯(lián)諧振電感和串聯(lián)諧振電容的值為187μH，308 nF?？紤]分布參數(shù)的影響，取Ls=110μH，Cs=300 nF，Cp=260 nF。其中，驅(qū)動芯片采用HCPL-316J；IGBT采用SKM150GB128D，額定電壓為1 200 V，額定電流200 A。采用差分方式進行采樣，通過HCPL-788J對電壓電流采樣信號隔離?？刂菩酒捎胐sP IC30F6010A，其主要功能是產(chǎn)生PWM驅(qū)動波形，根據(jù)圖5進行移相和調(diào)頻控制，實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)軟開關，開關頻率變化范圍為18～25 kHz，由圖4b，考慮死區(qū)時間，得到對應的占空比變化范圍為0．5～0．85，能夠在全負載內(nèi)保持輸出電壓恒定。

整個閉環(huán)控制計算過程按照式(7)在DSP中直接實現(xiàn)，通過反復實驗，取Ts=50μs，kp=4，ki=600時，電源對負載波動的穩(wěn)定效果最好，負載的紋波最小。

按照上述參數(shù)進行實驗，圖6示出實驗波形。

可見，滿載時，fs=18 kHz，Dmax=0．85；空載時，fs=25 kHz，Dmin=0．5。在整個負載變化范圍內(nèi)，iLs和uCs都是按照正弦規(guī)律變化。空載時，iLs波形出現(xiàn)了斷續(xù)，這是占空比減小引起的，此時開關管依然可實現(xiàn)零開關。iLs超前于uCs，整個逆變器呈感性。從空載到滿載變化時，效率會先增加隨后稍減，這是由于滿載時開關管工作頻率低于諧振頻率?？蛰d時效率最低，其值為75％。