功率因數(shù)校正在離線式電源中的應(yīng)用

離線式開(kāi)關(guān)電源通常應(yīng)用整流橋和輸入濾波電容從輸入吸收能量，大電容在接近交流輸入峰值處充電以給為逆變提供能量的未經(jīng)調(diào)整的 BUS 提供能量。電容的容量必須足夠大，當(dāng)整流后半期內(nèi)線電壓低于 BUS 電壓時(shí)，僅由它向后續(xù)提供能量。不幸的是，有輸入濾波電容會(huì)導(dǎo)致輸入電流波形不在是正弦，而是一很窄的峰值很高的電流波形，輸入功率僅有 0.5~0.65 ，嚴(yán)重的畸變導(dǎo)致電網(wǎng)污染。線電流有效值可達(dá)兩倍相同正弦電流有效值。 120V ， 15A 的線路甚至不能在不導(dǎo)致電路斷路器動(dòng)作時(shí)提供 1Kwde 輸入功率。而高功率因數(shù)校正卻能夠提供幾乎是其兩倍的功率，并且損耗很低，因此在許多領(lǐng)域內(nèi)，高功率因數(shù)校正器成為一需求。

本文所述的高 PFC 放置于輸入整流和 BUS 電容之間，工作頻率遠(yuǎn)大于線電壓頻率，校正器吸收正弦半波輸入電流，相位與線電壓相位相同通過(guò) BUS 直流電壓與參考電壓的比較控制電流。

結(jié)果是：

1、改善功率因數(shù)到 0.95~0.99 。

2、較少諧波（如果需要可〈 3% 〉。

3、無(wú)間斷運(yùn)行于 90~270V 線電壓范圍。

4、嚴(yán)格控制 BUS 電容，使其電壓波動(dòng)范圍很小，允許逆變器的低成本，高效設(shè)計(jì)。

5、減小濾波電容，降低了成本。

6、減小充電電流有效值，提高電容可靠性。

基本運(yùn)行原理：

本文假定 PFC 工作頻率為 fs=100khz ，電網(wǎng)頻率為 60hz ，校正器吸收隨正弦半波電壓成正比變化的電流以獲得功率因數(shù)接近 1 的輸入。因此在整流橋輸入端電流與電壓同相位。當(dāng)然，這只是用純電阻負(fù)載。擁有這種功能的校正電路叫做“電阻競(jìng)爭(zhēng)者”。

輸入電流控制通過(guò)乘法器，讓表征整流輸入線電壓波形的正弦半波與控制電壓相乘，得到 VERR ， VERR 在每個(gè)半波內(nèi)必須恒定，因此可以控制 VERR 來(lái)控制 RMS 輸入電流，以控制每半個(gè)周期從電網(wǎng)吸收的能量。 VERR 代表 VDC 與參考電壓的偏差，經(jīng)放大轉(zhuǎn)變成誤差放大器的輸出。當(dāng) VDC 低時(shí)， VERR 變大，增大輸入功率以彌補(bǔ)濾波電容上能量的損失。

功率變換：盡管校正器輸入電流波形時(shí)正弦波，但它的輸出電流 ichg 是個(gè)正弦的平方的函數(shù), 通過(guò)思考校正器的輸入 / 輸出功率而非輸入 / 輸出電壓可以得到各個(gè)運(yùn)行參數(shù)。假定為高輸入功率因數(shù)校正，其頻率遠(yuǎn)大于工頻，在校正器上儲(chǔ)存和消耗的能量忽略不計(jì)（電感儲(chǔ)存的能量在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期上通常大于其傳遞的能量，但是在每工頻半周期內(nèi)可以忽略）。因此輸入與輸出功率相等。

BOOST 電路：

最常用的 HPFC 電路，輸出必須總大于輸入暫態(tài)值。輸入電流不需要關(guān)斷，由于電感的存在很小，減小了線路污染和 EMI ，另外線路的 SPIKE 被電感吸收，增加了系統(tǒng)可靠性。

電流連續(xù)模式下，輸入電感使電流控制模式得以很好應(yīng)用以控制輸入電流正弦（電流控制實(shí)際市控制電感電流）

晶體的位置使得其容易驅(qū)動(dòng)，因?yàn)?S 和 E 極參考控制電路和電容的共同端。晶體最大電壓為電容電壓。

其最大的缺點(diǎn)是不能限流，因?yàn)槠湓谳斎牒洼敵鲩g沒(méi)有串聯(lián)開(kāi)關(guān)。不能控制過(guò)載和啟動(dòng)過(guò)電流，只有通過(guò)后續(xù)逆變部分提供保護(hù)。