有源箝位ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器中提高同步整流效率的研究
(b)模態(tài)2
(c)模態(tài)3
(d)模態(tài)4
(e)模態(tài)5
圖4產(chǎn)生環(huán)流的波形(Vin=60V)
(f)模態(tài)6
模態(tài)6的出現(xiàn)。因此有
(1-D)Ts1/(2fr)(4)
考慮到Ts=1/fs,則式(3)和式(4)決定了占空比D的范圍
[1-fs/(2fr)]Dfs/(2fr)(5)
從式(5)中可以看出,擴大占空比范圍的最簡單方式是增大開關(guān)頻率fs。然而,當開關(guān)頻率fs偏離諧振頻率太大時,則輸出電壓會按式(1)和式(2)的規(guī)律下降。如用表1中的數(shù)值,則占空比的范圍計算結(jié)果是
0.44D0.56(6)
對于由式(6)所給的占空比,變換器能恰好工作于沒有能量環(huán)流的狀態(tài)。然而,當輸入電壓變化范圍和負載范圍變化更大時,為了調(diào)節(jié)輸出電壓,必須要擴大占空比的范圍。為避免在擴大占空比的范圍時導致效率的急劇下降,則必須采取新的方法來克服這種情況。
表2變換器工作模式模式模態(tài)轉(zhuǎn)換次序條件
Ⅰ1-2-3-5-1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1-2-3-4-1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1-6-3-4-1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的兩種方案
41倍流型整流電路
為避免效率下降,我們使用了一種倍流[6]同步整流電路的ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器,如圖5所示。這種變換器的工作模態(tài)見圖6。其仿真參數(shù)值與表1給出的基本相同,兩個電感LO1和LO2仿真參數(shù)是7μH。變換器的模態(tài)轉(zhuǎn)換順序總是1-2-3-4。在這種整流電路中,能流回饋現(xiàn)象不再存在。因而,效率下降的原因被消除了。其工作模態(tài)簡要介紹如下:
1)模態(tài)1這一模態(tài)表示了從S4到S3換流的過
圖3圖1所示變換器的工作模態(tài)
圖5具有倍流同步整流電路的ZVSPWM控制串聯(lián)諧振變換器
程。當輸入電壓反向時,諧振電流下降幅度很大。諧振電流耦合到變壓器副邊,其值將小于輸出電感電流值iLO2,開關(guān)管S3的體二極管導通;變壓器電壓變?yōu)榱?,S4關(guān)斷。然而,S4的體二極管卻是開通的,這樣,諧振電流繼續(xù)減少,自然,對于在變壓器電壓變?yōu)榱阒暗碾娏鱽碚f,則是反方向增加。當這一電流增加到比輸出電感電流iLO1還大時,S4的體二極管關(guān)斷。這一模態(tài)變化到下一模態(tài)。
2)模態(tài)2在這一時間段,開關(guān)管S4關(guān)斷,S3由于變壓器電壓保持導通。這樣,輸出電感iLO1通過諧振電流充電。這是能流從輸入端傳到輸出端的過程。
3)模態(tài)3這一模態(tài)和模態(tài)1對稱。這時開關(guān)管S3換向到S4。
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