實用小功率開關穩(wěn)壓電源的設計

1電路結構選擇
開關穩(wěn)壓電源與傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源相比具有體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點，已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。為使電源結構簡單、緊湊，工作可靠、減少成本，小功率開關穩(wěn)壓電源常采用單端反激型或單端正激型電路。與單端反激型相比，單端正激型開關電流小、輸出紋波小、更容易適應高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3843構成的單端正激型開關穩(wěn)壓電源的主電路如圖1所示。

圖1主電路的結構

實用的單端正激型開關穩(wěn)壓電源必須加磁通復位電路,以泄放勵磁電路的能量。如圖1所示，開關管Q導通時D1導通，副邊線圈N2向負載供電，D4截止，自饋電線圈Nf電流為零；Q關斷時D1截止，D4導通，Nf經(jīng)電容C1濾波后向UC3843供電，同時原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應電動勢使D3導通，并加在RC上。由于變壓器中的磁場能量可通過Nf泄放，而不像一般的RCD磁通復位電路消耗在電阻上，這可減少發(fā)熱，提高效率。

2電源技術規(guī)格

輸入電壓：AC110/220V；

輸入電壓變動范圍：90V～240V；

輸入頻率：50/60Hz；

輸出電壓：12V；

輸出電流：2.5A；

工作頻率的選擇：UC3843的典型工作頻率為20kHz～500kHz。開關頻率的選擇決定了變換器的許多特性。開關頻率越高,變壓器、電感器體積越小,電路的動態(tài)響應也越好。但隨著頻率的提高,諸如開關損耗,門極驅動損耗,輸出整流管的損耗會越來越突出,而且頻率越高,對磁性材料的選擇和參數(shù)設計要求會越苛刻,另外,高頻下線路的寄生參數(shù)對線路的影響程度難以預料,整個電路的穩(wěn)定性,運行特性以及系統(tǒng)的調試會比較困難。本電路中,選Rt=1.8kΩ,Ct=10nF。由UC3843A定時電阻,電容與振蕩器頻率的關系曲線圖,可得開關頻率為f=85kHz，周期T=11.8μs；

占空比：設計無工頻變壓器的單端正激型開關電源時，一般占空比D最大不超過0.5,這里選擇Dmax=0.5。則Tonmax=T·Dmax=5.9μs。

3電源設計

31變壓器和輸出電感的設計

根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開關頻率,選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積Se=1.13cm2，磁路有效長度le=6.4cm,磁芯材料為MXO2000,飽和磁通密度Bs=0.4T。取變壓器最大工作磁感應強度Bmax=Bs/3=0.133T，則電感系數(shù)AL值為：

AL=(0.4πμrSe/le)10－6=4.44(μH/N2)

變壓器原邊線圈匝數(shù)為：

N1=UImin×Tonmax/Bmax×Se式中UImin為最小直流輸入電壓?？紤]到交流輸入電壓為110V±20％,則交流輸入電壓最小值約為90V，即UImin=90×=127V。代入得N1=49.9，取50匝。原邊線圈電感為：L1=N12AL=11.1mH。副邊線圈匝數(shù)為：N2=

式中UDF、UL分別為整流二極管D1和輸出電感L上的壓降,取UDF＋UL=0.7V,代入得N2=10匝。

副邊線圈電感為：L2=N22AL=444μH。

開關管斷開時N1兩端會產(chǎn)生感應電動勢,為了保證開關管正常工作,將感應電勢限制到eL≈300V。自饋電線圈要向UC3843提供VCC=12V工作電壓，按電容C1上電壓UC1=16V考慮,可保證足夠供電給UC3843，由Nf=(Uc1/eL)N1可得Nf=2.67取3匝。變壓器副邊電流為矩形波，其有效值I2=Io·=1.77A，導線電流密度取4A/mm2，所需導線截面為1.77/4=0.44mm2，選用截面積為0.1521mm2的導線(Φ0.49)三根并繞。同樣可選擇原邊導線，原邊電流有效值I1=Io·=0.354A,所需導線截面為0.354/4=0.0885mm2,選用截面積為0.09621mm2的導線(Φ041)。

取輸出電感的電流變化ΔIL=0.2Io=0.5A,則輸出電感為：L=Tonmax

式中U2min為副邊線圈最小電壓,U2min=(Uo＋UDF＋UL)/Dmax=25.4V，取UDF=0.5V，Uomax=13V,代入可得L=140μH。根據(jù)輸出電感上電流IL=Io，所需導線截面應為：2.5/4=0.625mm2，選擇截面積為0.6362mm2的導線(Φ096)。

32開關管、整流二極管、續(xù)流二極管的選擇由于開關管斷開時原邊線圈N1兩端的感應電動勢限制到eL≈300V，輸入交流電壓經(jīng)全波整流電容濾波后，直流輸入電壓的最大值UImax=240×=339V，所以整流二極管所承受的最高反向電壓UD1P=eL（N2/N1）=60V，續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓UD2P=UImax(N2/N1)=68V。流過整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流ID1P=ID2P=Io＋0.5ΔIL=2.75A。根據(jù)以上計算選擇肖特基半橋MBR20100CT,平均整流電流20A,反向峰值電壓100V。

開關管承受的最大電壓Udsp=339＋300=639V。變壓器勵磁電流的最大值ITrP=(UImax/L1)Tonmax=180mA,開關管最大電流IdsP=(ID1PN2/N1)＋ITrP=0.73A。根據(jù)以上計算,選用功率MOSFET2SK792，漏源擊穿電壓BVDS=900V，最大漏極電流IDmax=3A。

33反饋電路的設計

電流反饋電路采用電流互感器檢測開關管上的電流,原理如圖2所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時值反饋和電流平均值反饋兩路,R2上電壓反映電流瞬時值,開關管上的電流增大會使UR2增大,當UR2大于1V時，UC3843芯片輸出脈沖關斷。調節(jié)R1、R2分壓比可改變開關管的限流值，實現(xiàn)電流瞬時值的逐周期比較，這屬于限流式保護。輸出脈沖關斷，實現(xiàn)對電流平均值的保護，這屬于截流式保護。兩種過流保護互為補充，使電源更為安全可靠。采用電流互感器采樣使控制電路與主電路隔離，同時與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個電源的效率。

電壓反饋電路如圖3所示，輸出電壓通過集成穩(wěn)壓器TL431和光耦反饋到UC3843（1）腳，調節(jié)R1、R2分壓比可設定和調節(jié)輸出電壓，達到較高的穩(wěn)壓精度。如果輸出電壓Uo升高，集成穩(wěn)壓器TL431陰極到陽極的電流增大，使光耦輸出三極管電流增大即UC3843（1）腳對地的分流變大，UC3843輸出脈寬相應變窄，輸出電壓Uo減小。同樣地，如果輸出電壓Uo減小，可通過反饋調節(jié)使之升高。

圖2電流反饋電路

圖3電壓反饋電路