多路輸出正激式變換器耦合濾波電感的設(shè)計(jì)

　　為了便于分析，將圖2中主變壓器的兩個(gè)輸出繞組用兩個(gè)脈沖電壓源所取代，則可簡(jiǎn)化如圖3所示。再將圖3電路歸一化，如圖4所示。

　　圖4電路中，N2′=N2/n=N1

Uin2′=Uin2/n=Uin1

UV2′=UV2/n=1/3=0.33V

UO2′=UO2/n=15.8/3=5.27V

IO2′=IO2·n=5×3=15A

L2′=L2/n2

C2′=C2·n2

ERS2′=ERS2/n2

　　圖2至圖5的歸一化簡(jiǎn)化分析適用于獨(dú)立電感和耦合電感的情況。對(duì)于耦合電感電路，圖5中的L1和L2′在同一個(gè)磁芯上有相同的歸一化匝數(shù)，因此它有相同的歸一化互感值及相同的感應(yīng)電壓/匝數(shù)比。因此L1和L2′可合成一個(gè)互感Lm，如圖6所示。

圖6電路的互感、漏感等效電路

紋波電流進(jìn)入U(xiǎn)02‘的情況

圖8 圖7電路的歸一化小信號(hào)模型

圖9電感無耦合和有耦合的兩路輸出結(jié)果的仿真對(duì)比

　　由于電感的耦合不是百分之百，總存在漏感及外部電路的引線電感。這種影響可用L11和L12′表示。實(shí)際上Lm比L11或L12′大得多。即使在開關(guān)頻率上，Lm的阻抗值比輸出電容（包括ESR）的阻抗值也大得多。所以，歸一化紋波電流總的大小由Lm決定。而進(jìn)入各路輸出的紋波電流則由L11和L12′決定。換言之，歸一化紋波電流可以不同的比例分別流入不同的輸出，甚至可以一路的歸一化紋波電流為0，這完全取決于圖6電路中L11和L12′的值。

　　如果希望紋波電流大部分流入高壓輸出UO2′這一路，則要求L12′比L11小得多。歸一化電路如圖7所示。對(duì)耦合電感進(jìn)行特殊的工藝設(shè)計(jì)，就可以達(dá)到以上的目的。為了使低壓輸出UO1的漏感較大，可使UO1的濾波繞組位于電感的內(nèi)層，而UO2的繞組位于外層，就可達(dá)到以上的目的。對(duì)于EE型鐵氧體磁芯，漏感量通常小于互感量的10％，如果兩個(gè)繞組雙線并繞，該值約為2％。

　　圖8為圖7電路的歸一化小信號(hào)模型。由于L12′較L11小得多，為簡(jiǎn)化分析，可忽略L12′，并假設(shè)UV1、UV2為0。在圖8中，互感Lm和C2′組成主LC濾波器，而由L11和C1組成附加的LC濾波器。而如果附加的L11、C1濾波器的Q值大于1，控制環(huán)可能產(chǎn)生不穩(wěn)定。特別是如果選定15V輸出（UO2）作反饋環(huán)，雖然15V輸出控制穩(wěn)定，5V輸出（UO1）有可能在L11－C1的諧振頻率上產(chǎn)生自激。所以應(yīng)使L11、C1濾波器Q值小于1。如果選定5V（UO1）作反饋環(huán)，則電路為兩級(jí)LC電路控制，有可能產(chǎn)生180°的相移。由于Lm較大，采用電流控制方式時(shí)，將使第一節(jié)LC電路遠(yuǎn)離90°的相移，對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性十分有利。

4仿真結(jié)果

　　對(duì)無耦合和有耦合電感的兩路輸出正激變換器的仿真電路分別按圖1、圖2進(jìn)行。

　　為便于觀察，設(shè)UO1為5V、10A，UO2也為5V、10A，主控網(wǎng)絡(luò)為UO1，開關(guān)頻率f=100kHz,L1=L2=10mH，有耦時(shí)，耦合系數(shù)為0.95，電感量L11=0.5μH,且位于UO1輸出，C1=C2=3000μF,ESR1=ESR2=0.1Ω

　　仿真結(jié)果如圖9所示。

5設(shè)計(jì)實(shí)例

　　圖2電路中，輸出1：5V，20A100W

輸出2：15.8V,5A80W

歸一化輸出2：5.27V,15A80W

　　首先決定主變壓器輸出繞組和耦合電感的匝數(shù)比。

N2∶N1=(15.8＋1)∶(5＋0.6)=16.8∶5.6=3∶1(8)