三相TPWM直流電流源多電平逆變器

　　電流轉(zhuǎn)移的方向如圖4中的箭頭所示。這樣，三相的GT02H橋直流電流源的直流電流波形如圖4中的IdA、IdB、Idc所示，都得到了TPWM調(diào)制。其中每一相的TPWM直流電流波形，就像是單相全波整流器輸出電壓的TPWM電流波形。此波形的基波過零點為零電位。因此經(jīng)過其后面的GT02H橋的ZCS同步逆變，就可以得到三相基本TPWM直流電流源逆變器的三相交流電流iA、iB、iC的輸出。由于GT02H橋逆變器是工作在ZCS狀態(tài)，故可以選用廉價的低頻開關(guān)器件如GTO或SCR等。

　　三相基本TPWM直流電流源逆變器的控制電路示意圖如圖5所示，圖中核心部分有四個，即三相梯形波發(fā)生器、兩組載波三角波發(fā)生器、兩組載波三角波切換電路和梯形調(diào)制波與載波三角波進行比較產(chǎn)生驅(qū)動脈沖的比較器，其中兩組載波三角波切換電路是電流型TPWM逆變器特有的。在圖5中，由于調(diào)節(jié)逆變器輸出電流是通過控制電流源的整流電壓來實現(xiàn)的，故在圖中沒有畫出。

　　這里應當指明的一點是，影響TPWM調(diào)制模式的參數(shù)有兩個：一個是調(diào)制度M=UT/Uc，另一個是載波比F=ωC/ωT為3的倍數(shù)，一般令M=1，F(xiàn)≥9。F越大對輸出電流波形的改善效果越好，但同時要求開關(guān)管的開關(guān)速度越來越快，成本也越來越高。

　　2 N個三相基本TPWM直流電流源逆變器的并聯(lián)疊加

　　三相基本TPWM直流電流源逆變器的并聯(lián)疊加，是把N個如圖1所示的三相基本TPWM直流電流源逆變器中各相TPWM直流電流源，按照A、B、C三相分別直接并聯(lián)疊加，而后再通過各相的GT02H橋進行同步逆變而得到三相交流電流輸出的一種三相TPWM直流電流源級聯(lián)式多電平逆變器。A相N個TPWM直流電流源直接并聯(lián)疊加的電路，如圖6所示。這種逆變器的特點是把級聯(lián)疊加和TPWM控制，從逆變器的開關(guān)移到了直流電流源TPWM控制開關(guān)VTAl、VTA2……VTAN上進行。這種改革給級聯(lián)式多電平逆變器帶來了很多優(yōu)點：減少了開關(guān)管的數(shù)量;減少了TPWM等效總開關(guān)次數(shù);使逆變開關(guān)工作在zCS狀態(tài);利用廉價的低速開關(guān)器件如GTO或scR等;提高了逆變效率;降低了制造成本;非常適合于7～l 5電平大功率電流型逆變器使用。這是我們近期新開發(fā)的一種新型電流型多電平逆變器。這種多電平逆變器輸出電流的m=2N+l，要得到這樣的交流電流波形輸出，圖6中各個直流電流源控制開關(guān)VTA1、VTA2、VTAN的TPWM控制，必須采用同一個A相梯形波μTA作為調(diào)制波，兩組載波三角波μc1～μcN;μcl’—μcN必須依次滯后2丌/N相位角，以使IdA1、IdA2……IdAN具有相同的基波電流，便于級聯(lián)疊加。

　　用N=4個三相基本TPWM直流電流源逆變器并聯(lián)級聯(lián)疊加的三相9電平逆變器的原理電路，如圖7所示。四個直流電流源的電流Id1=Id2=Id3=Id4，通過各自的TPWM控制開關(guān)VTAl、VTA2、VTA3、VTA4對電流進行TPWM控制，它們的載波三角波uC1、uc2、uc3、uc4和ucl’、uc2’、uc3’、uc4’依次滯后2丌/4相位角，并共同采用同一個A相梯形波uTA作為調(diào)制波進行調(diào)制，得到各電流源的TPWM輸出電流IdA1、IdA2、IdA3、IdA4。IdA=IdA1+IdA2+IdA3+IdA4就是A相輸出到GT02HA逆變器上的直流輸入電流源電流，此電流是一個類似于單相全波整流電壓波形的直流TPWM波形如圖7中的波形所示。然后對這種直流電流源電流通過后面的GT02HA橋進行同步逆變后，就可以得到9電平TPWM A相交流電流iA輸出。三相交流輸出電流中的B相和C相的工作原理和輸出電流波形，與A相相同。

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