基于主從控制的靜止變流器并聯(lián)系統(tǒng)
并聯(lián)系統(tǒng)的等效輸出阻抗為
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由此可見,與單模塊相比,并聯(lián)系統(tǒng)的放大倍數(shù)提高,輸出阻抗減小,外特性變硬。并聯(lián)系統(tǒng)空載時輸出電壓與單模塊相同,在相同負載條件下,輸出電壓下降量減少。系統(tǒng)的輸出功率與并聯(lián)模塊數(shù)量成正比。
3 3kVA 27VDC/115V 400Hz航空靜止變流器調試與實驗結果
經(jīng)過上述分析,用Saber仿真軟件進行了仿真,結果與分析結果一致。并聯(lián)運行前,將3臺航空靜止變流器的電流環(huán)的反饋系數(shù)和輸出濾波參數(shù)調整至基本一致。逆變器控制參數(shù)為:kvf=0.034,kv=12.14, ,ki=1.471。以下為實驗結果:
輸入電壓:20VDC~30VDC,輸出功率:3000VA,輸出電壓:115V±3%,輸出頻率:400Hz±0.1%,輸出失真度:≯2%,整機效率:≮82%。
表1給出了該系統(tǒng)在輸入直流母線電壓為額定電壓27V時,負載分別為阻性和感性情況下的實驗數(shù)據(jù)。
圖5給出系統(tǒng)在阻性額定負載(3KW),航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01,i02,i03的波形。(不均衡度優(yōu)于1.31%)。圖6給出系統(tǒng)在感性額定負載(3KWA)(cosφ=0.766),航空靜止變流器輸出電壓U0和3個逆變模塊的輸出電流i01,i02,i03的波形。(不均衡度優(yōu)于0.09%)。
圖5 阻性額定負載下,逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形
說明::圖5中Ch1為輸出電壓U0(250/格),Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格);Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格),Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格);時基為1ms/格。
圖6 感性額定負載下,逆變器輸出電壓及各模塊輸出電流波形
說明:圖6中Ch1為輸出電壓U0(50V/格)時基為500μs/格,Ch2為模塊1的輸出電流i01(10A/格),Ch3為模塊2的輸出電流i02(10A/格),Ch4為模塊3的輸出電流i03(10A/格)。
從上述實驗數(shù)據(jù)和波形可以看出::利用該種方法實現(xiàn)航空靜止變流器并聯(lián),對于阻性負載及感性負載具有較好的均流性能,不均衡度優(yōu)于2%。
在本系統(tǒng)中,由于所有并聯(lián)模塊都跟蹤統(tǒng)一的電流給定,保證了各模塊的電流相位和幅值均能一致,。因此,并聯(lián)模塊間的均流精度較好,并且,在突加突卸負載時,整個系統(tǒng)都能保持穩(wěn)定,并聯(lián)模塊間的均流精度不受影響。另一方面,由于所有并聯(lián)模塊均為電流型模塊,插入及拔出系統(tǒng)時對系統(tǒng)的輸出電壓影響很小,因此,該系統(tǒng)的熱拔插設計較電壓型模塊的并聯(lián)熱拔插設計要方便得多。同時,可以采用文獻5中的分散邏輯方案實現(xiàn)控制冗余。
4 結 論
本文對基于主從控制的電流控制型逆變器并聯(lián)系統(tǒng)進行了研究,經(jīng)過分析和實驗可以得出以下結論:
(1)對基于電壓、電流雙閉環(huán)控制的逆變器,可采用公用電壓環(huán)的方案構成主從式并聯(lián)系統(tǒng);
(2)公用電壓環(huán)的方案構成主從式并聯(lián)系統(tǒng)動靜態(tài)特性較單模塊有所提高;
(3)電流瞬時控制提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應速度,輸出電壓的失真小;
(4)并聯(lián)系統(tǒng)的輸出阻抗變小,輸出功率與并聯(lián)模塊數(shù)量成正比;
(5)模塊間環(huán)流的大小與各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容的誤差成正比。保證各模塊的電流環(huán)放大倍數(shù)以及輸出濾波電容一致,便能很好實現(xiàn)各模塊間電流的均分;
(6)并聯(lián)模塊數(shù)的增加并不影響各模塊的均流精度,因此這種控制方式?jīng)]有限制并聯(lián)模塊數(shù)量,能方便地實現(xiàn)電源系統(tǒng)的擴容和冗余,有很好的應用前景。
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