ACT30系列IC獨立控制器及其應(yīng)用

6)脈沖頻率跳變
PFWM開關(guān)控制邏輯單元是依據(jù)輸出負載電流大小按不同的模式工作的。在輕載下，VDD電壓約為4．75V。由每個開關(guān)周期(最小導通時間為500ns)傳輸?shù)捷敵龆说哪芰?，引起VDD稍微增加到高于4．75V，PFWM開關(guān)控制邏輯單元框能夠檢測出這種狀態(tài)，并阻止VDD低于4．75V。這就導致在脈沖寬度固定而頻率可變的情況下，產(chǎn)生一種脈沖頻率跳躍作用。因為開關(guān)頻率下降了，所以，使功耗降低，典型的系統(tǒng)待機功耗是0．15W。
7)輸出短路打嗝
當輸出端短路時，ACT30就進入打嗝模態(tài)工作。在這種狀態(tài)下，輔助的供電電壓減弱了。在每周期截止時間內(nèi)，導通芯片檢測器比較DRVl電壓和6．8V電壓，如果DRVl電壓低于6．8V，則IC就不起動下一個周期，使輔助電壓和VDD電壓兩者進一步下降，當VDD電壓降低于3．35V時，電路則進入啟動模式。
這種打嗝狀態(tài)，一直持續(xù)到短路被排除為止。有這樣的特性，使有效的工作比很低，短路電流很小。為確保IC容易地進入打嗝模式，變壓器的繞制應(yīng)使反饋和輸出繞組間緊密耦合。繞制次序(從內(nèi)到外)為初級繞組、輸出繞組、反饋繞組。

3 實用電路介紹
下面介紹采用ACT30構(gòu)成的兩種實用電路。
1)小功率開關(guān)電源(AC―DC適配器)開關(guān)電源電路如圖8所示。其輸入電壓為85～265V，50／60Hz，最大輸出功率5W。輸出電壓Uout=5V±0．5％，輸出電流Iout=0～lA。開關(guān)頻率65kHz。

電路工作詳細說明如下：
輸入交流電壓通過VD1～VD4、C1和C2、保險管F1、整流濾波。保險管F1是一種阻燃的可熔斷型，防止故障狀態(tài)，并滿足安規(guī)故障測試要求。C1和C2滿足2μF／W，所用電容值較小。電源頻率輸出紋波會增加，典型情況下，差模EMI(500kHz)也會增加。為滿足EN55022B／CISPR22B和FCCB傳導EMC限額要求，由電容C1和C2及電感L1組成π形濾波器。
接通電源，高壓就加在變壓器Tl的1腳上。然后，微小電流就通過電阻(R1+R2)給電容C3充電，而晶體管VT1作為一個射極跟隨器，提升ACT30A的引腳3(DRVl)上的電壓，IC內(nèi)部調(diào)節(jié)器產(chǎn)生一個電壓UDRV1=3．6V，(最大值為5．5V)加到ACT30A的1腳(FB／VDD)，并通過R8給C5充電。當UDRV1增加到8．6V(VDD達到5V)該調(diào)節(jié)器電源的作用停止，而VDD則開始下降。由于ACT30A的內(nèi)耗電流流過，當VDD電壓降到低于4．75V時，IC就開始工作，驅(qū)動電流增加，利用C5中的能量去供給IC。當該輸出電壓達到調(diào)節(jié)點時，光耦(IC2)反饋電路就阻止VDD進一步下降。該變壓器也可用輸出繞組接替供電電容經(jīng)過IC2的次級驅(qū)動VT1的射極。(R1+R2)的數(shù)值決定著啟動時間。(R1+R2)也影響待機損耗，而C3在輸出建立期間內(nèi)(在這段時間輸出繞組可能不會給C3足夠的能量)還起驅(qū)動VT1基極的作用，這樣(R1+R2)和C3的數(shù)值應(yīng)該在待機損耗和輸出建立時間及在最小輸入電壓下有滿載輸出之間進行權(quán)衡選擇。
在輸出建立期間，C5還用作ACT30A的電源。這樣，它就應(yīng)該儲存足夠的能量，以保證在最差的條件(在輸入電壓最小時滿載輸出)下也能建立起輸出，(R8+C5)對整個回路工作的穩(wěn)定性還起著極性補償作用。C6是ACT30A的FB／VDD腳對地的解耦電容器。VD6是對反饋繞組電壓的整流二極管，R6是限流電阻，R6值大些會減少反饋繞組的損耗，提高效率。但它也不能太大，應(yīng)該保證在待機狀態(tài)有正常的輸出。
Z1是穩(wěn)壓二極管，用來箝位C3上的電壓，阻止它升得太高，(在滿載狀態(tài))R10是用來控制回路增益，防止在輸出建立期間，ACT30的FB／VDD腳過沖電壓，高于4．75V，進入破壞模態(tài)工作。
R7決定著VT1基極的驅(qū)動電流，因為VT1應(yīng)該總是工作在飽和狀態(tài)。(否則Uce會升高，功耗變大，VT1可能毀壞)即基極電流Ib應(yīng)大于Ic／β。
VD7是VT1be結(jié)的反向二極管。如果R7較小會引起VT1深飽和，從而增加ACT30從導通轉(zhuǎn)向截止時的時間間隔。(VT1的翻轉(zhuǎn)時間)增加了過渡損耗。效率降低，EMI性能也變差。所以，在保證VT1工作在飽和狀態(tài)，R7應(yīng)該盡可能選大些。
VT1是該變換器的主開關(guān)元件，當ACT30切斷時，它要承受直流高壓，這里采用了所謂射極驅(qū)動的新型結(jié)構(gòu)，取代基極驅(qū)動。所以，SOA(安全工作范圍)從VCEO曾加到VCBO，可以用常規(guī)的NPN型W13003 TO一126封裝的晶體管作為VT1。
吸收電路由R3、R4、R5、C4及VD5組成，由于變壓器T1的漏感，在由導通過渡到截止期間，會產(chǎn)生高壓尖峰信號。它會擊穿VT1并引起EMI。所以，必須鉗住該尖峰信號，以保護VT1，并得到較好的EMI結(jié)果，R3及R4取值小些，C4容量大些，會吸收較多的尖峰能量，并把它鉗位到一個較低的電壓，但又會增加待機損耗。VD5應(yīng)選擇快恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管，當然，快速恢復(fù)二極管較便宜些。
VD8是次級整流二極管，應(yīng)在最高環(huán)境溫度下，按平均電流乘以正向壓降。所產(chǎn)生的功率(溫升)來考慮快恢復(fù)或超快恢復(fù)PN型二極管。由R17和C10組成的吸收電路?？梢越釉赩D8兩端，以改善EMI性能。
C7和C8是輸出電容，要求選用等效串聯(lián)電阻ESR低的鋁電解電容器，滿足輸出電壓和紋波電流要求。低通濾波器可由C7和C8及電感L2組成，可改善輸出電壓紋波及EMI性能。
輸出電壓(恒壓CV型)可通過R12、R13及IC3的基準電壓(UREF)來計算，R12、R13是精度為1％的精密電阻，以保證輸出電壓的精度。反饋環(huán)由光耦I(lǐng)C2，R9a、R9b、VT2及電壓基準IC3(典型情況為TL431)組成。IC2也作為變壓器初級的隔離元件，它的電流傳輸比CTR(current transitionratio)為0．8～1．6，可選B級PC817。R9a是用來控制回路增益，R0b維持VT2的偏流，IC3保證在所有狀態(tài)的啟動。
CV模式是由IC2、R9a、R9b及IC3、R12和R13來執(zhí)行的，當輸出電流未高出設(shè)置點，轉(zhuǎn)換工作為CV模式，而輸出電壓等于VREF×(1+R12／R13)。
Ca和R10是IC3的補償環(huán)節(jié)，可保持輸出穩(wěn)定。
CC模式是由IC2、R9a、R9b和VT2、R11、R14、R15來執(zhí)行的，實際上，R14//R15是用做電流檢測電阻。當R14／R15上的電壓降超過VT2的UBE電壓時，VT2就導通，并通過驅(qū)動IC2的初級LED接替控制該回路。