基于IM14400的三相正弦波變頻電源設計

作者：時間：2008-11-21 來源：網(wǎng)絡

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1引言

由于我國市電頻率固定為50 Hz，因而對于一些要求頻率大于或小于50 Hz的應用場合，則必須設計一個能改變頻率的變頻電源系統(tǒng)。目前最常用的是三相正弦波變頻電源。該電源系統(tǒng)主要由整流、逆變、控制回路3部分組成。其中，整流部分用以實現(xiàn)AC／DC的轉換；逆變部分用以實現(xiàn)DC／AC的轉換；而控制回路用以調(diào)節(jié)電源系統(tǒng)輸出信號的頻率和幅值。

2系統(tǒng)總體設計方案

將市電通過隔離變壓器輸入到交流變頻電源系統(tǒng)，隔離變壓器的輸出經(jīng)過整流橋后，產(chǎn)生全波整流信號。全波整流信號濾波生成與輸入交流電對應的直流電，從而實現(xiàn)AC／DC轉換。該系統(tǒng)全波整流橋采用集成整流橋KBL406，三相逆變器模塊IM14400在89S52和FPGA產(chǎn)生的三相SPWM脈沖控制下產(chǎn)生三相交流電。逆變器輸出的交流電頻率等于SPWM脈沖基波頻率，通過控制FPGA的DDS模塊的正弦波頻率來調(diào)制正弦波頻率。SPWM脈沖基波頻率等于調(diào)制波頻率，系統(tǒng)采用這種方法實現(xiàn)變頻。將錳銅電阻分別串聯(lián)到三相交流電的相線，采集錳銅電阻上的電壓來測量該相交流電的電流。測量相電壓采用電壓互感器降壓，再通過AD637測量有效值。系統(tǒng)根據(jù)得到的各相交流電的有效值，控制SPWM脈沖的占空比，實現(xiàn)線電壓的穩(wěn)定輸出。相電壓的取樣信號經(jīng)放大限幅、過零檢測生成脈沖。系統(tǒng)采用等精度法實現(xiàn)變頻電源系統(tǒng)頻率的測量，根據(jù)測量的頻率值和用戶沒定頻率的差值，控制DDS生成正弦波頻率，從而穩(wěn)定變頻電源的頻率。圖1給出了系統(tǒng)總體框圖。

3系統(tǒng)主要功能的實現(xiàn)

3.1逆變功能

為實現(xiàn)方便，提高性能，采用集成逆變器模塊lM14400設計。在相應的三相SPMW控制下，輸出三相交流信號。IM14400是Cyntec公司的IPM系列器件的三相電機驅動器，它包含三相橋式逆變電路及相關控制、驅動電路。控制簡單，適合該系統(tǒng)應用。圖2示出IM14400電路接線圖。圖2中，在IM14400的P、N端施加整流輸出電壓，經(jīng)過光耦隔離、晶體管驅動后的SPWM控制信號輸入到IM14400，之后可在U、V、W端得到滿足幅值要求的SPWM信號。該信號經(jīng)濾波濾除高頻分量后，即可得到所需要的正弦信號。該器件的+15 V工作電源是由DC／DC轉換器SR5D15／50獨立提供；而轉換器的+5 V供電從FPGA引出。該轉換器兩邊的地是隔離的。

3.2PWM信號的產(chǎn)生方式

按照SPWM控制基本原理，在三角波和正弦波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷。如果采用自然采樣法，會增加硬件的復雜度，但因該系統(tǒng)是以FPGA為控制核心，可方便地實現(xiàn)。把正弦波波形表存人存儲器中，同時利用加法器和減法器生成三角形載波，再通過數(shù)字比較器產(chǎn)生所需要的波形。該方案具有可靠性高，可重復編程，響應快，精度高等特點，其原理如圖3所示。

3.3 SPWM調(diào)制方式的選擇

載波比恒定的調(diào)制方式稱為同步調(diào)制。同步調(diào)制時PWM脈沖在一個周期內(nèi)的個數(shù)是恒定的，脈沖的相位也是固定的，將調(diào)制比設定為3的整數(shù)倍時，可以使輸出波形嚴格對稱，從而有效降低信號的諧波分量。但是，當逆變電路的輸出頻率比較低時，同步調(diào)制載波的頻率也很低，過低時不易濾除調(diào)制帶來的諧波，當逆變電路的輸出頻率很高時，同步調(diào)制載波頻率也過高，這將使開關器件的開關損耗增大。

載波信號和調(diào)制信號頻率不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。異步調(diào)制時保持載波時鐘頻率不變，當調(diào)制正弦波的頻率發(fā)生變化時，載波比跟隨變化，在調(diào)制波的一個周期內(nèi)PWM脈沖的個數(shù)不固定，相位也不固定。正負半周期脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后周期的脈沖不對稱，造成信號的諧波分量較豐富，給后級濾波電路造成困難。

該系統(tǒng)的逆變器輸出頻率在20～100 Hz，輸出信號的頻率較低。設計采用IM14400作為逆變電路，IM14400的PWM輸入頻率范圍為5 kHz～0.3 MHz，可以選擇很高的載波比。在異步調(diào)制方式下，當載波比很大時，正負半周期脈沖不對稱和半周期內(nèi)前后周期的脈沖不對稱造成的諧波分量都很小，PWM脈沖接近正弦波。此設計的調(diào)制方式選擇異步調(diào)制方式，載波頻率固定為29.2 kHz。

4理論分析與參數(shù)計算

4.1 SPWM逆變電源的諧波分析

在調(diào)制度α一定，在三相共用一個載波信號的情況下，對輸出線電壓進行頻譜分析，由此可發(fā)現(xiàn)，輸出線電壓的諧波角頻率為：

由式(1)可知，輸出線電壓頻譜中沒有載波頻率ωc的整數(shù)倍次諧波分量，諧波中幅值較高的諧波分量是ωcωr和2ωcωr。

從上述分析可知，SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為ωc、2ωc及其附近的諧波。由于采用了異步調(diào)制方式，故最小載波比k=ωc／ωr=168，所以PWM波形中所含主要諧波分量的頻率比基波分量的頻率高很多，諧波分量易被濾出。

4.2載波頻率的選擇

由SPWM逆變電源的諧波分量分析可知，SPWM電壓源逆變器輸出線電壓諧波分量分布在ωc周圍，提高SPWM的載波頻率fc將使逆變器輸出線電壓的主要諧波分量分布在較高的頻段，從而使逆變器的輸出電壓失真度很低。但是提高fc，會使逆變器中功率開關管的開關頻率提高，這將大大增加逆變器的開關損耗。此外，fc提高還受到硬件的限制。通常情況下IM14400的關斷延遲Toff=0.9μs，開啟延遲時間Ton=0.73μs，由于其關斷延遲大于開啟延遲，易造成同一相上下兩個橋臂同時導通。實際電路中由于硬件的時延，SPWM采樣時刻的誤差，以及為了防止同一相上下兩個橋臂同時導通而設置了死區(qū)。IM14400的最小死區(qū)時間tdead設為3 μs。SPWM脈沖的每一個開關脈沖之前都要加一個至少3μs的死區(qū)時間tdead，當IM14400的開關周期Tg≥3 μs，Tg和載波周期Te相等，所以fc≤0.33 MHz。IM14400要求輸入的最低PWM脈沖頻率5 kHz，所以5 kHz≤fc≤0.33 MHz。死區(qū)和開關時延是限制fc提高的最主要因素。fc越大，Tg越短，tdead／Tg就越大，逆變器的輸出電壓諧波分布也越復雜。

綜上因素考慮，系統(tǒng)設計中選定fc=29.2 kHz，它在20～100 Hz的頻率范圍內(nèi)，其載波比292k1460。

4.3 FPGA內(nèi)單相平均功率計算算法

5系統(tǒng)軟件設計

該系統(tǒng)軟件主要分為人機交互和反饋控制兩部分。前者主要包括鍵盤和電壓、電流、頻率的測量值顯示；后者主要確保系統(tǒng)的準確性和穩(wěn)定性，分為頻率反饋控制、電壓反饋控制及缺相保護、過流保護。輸出電壓的穩(wěn)定性相當重要。由于輸入電壓的波動范圍在額定值90～110％之間，因此要求輸出電壓穩(wěn)定在36 V，誤差絕對值小于1％。程序采用定時檢測線電壓的大小并與預置電壓作比較，當測得的線電壓比給定電壓小時，則調(diào)節(jié)SPWM的調(diào)制比N，提高輸出電壓。反之亦然。圖4給出程序流程圖。

6測試結果

對基于AM14400的三相正弦波變頻電源進行了測試分析。圖5給出了空載下，交流輸入電壓為220 V時，上電壓UU、UV、UW相電壓實測波形。由圖5可知，空載時三相電壓有效值的最大誤差小于0.1 V。圖6示出接入Y型負載，頻率取60 Hz，線電壓有效值應為36 V時，線電壓的實測波形，由圖6可知，接入Y型負載后，當輸入電壓Uin=10％V時，線電壓實測值與預量值的誤差可以控制在1％以內(nèi)。