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正弦逆變器控制軟件設(shè)計

作者: 時間:2006-03-06 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

摘要:介紹單相全橋的工作原理,闡述產(chǎn)生SPWM波和實現(xiàn)PI的算法,給出以DSP(數(shù)字信號處理器)實現(xiàn)流程。實驗表明利用完成是可行的。

關(guān)鍵詞:正弦;控制;SPWM;PI;DSP

目前,正弦逆變器的控制通常采用模擬電路或數(shù)字電路實現(xiàn)。由于硬件的固有缺點和不能實施先進(jìn)的控制策略,致使逆變器的性能不能極大的提高。隨著高速微處理器的問世,特別是具有高速運算、處理和控制能力的DSP的出現(xiàn),使得對正弦逆變器采用新的控制方法成為可能。文中將重點介紹采用DSP實現(xiàn)正弦逆變器控制的方法。

圖1

1 全橋正弦逆變器

圖1示出單相全橋逆變器的原理電路及波形。其中H橋和濾波電路完成直流到交流的變換,濾去諧波,獲得交流電;控制電路完成對H橋中開關(guān)管的控制,并使輸出交流電的電壓、頻率和波形穩(wěn)定。

SPWM的生成原理及波形如圖2所示。由于采用正弦波調(diào)制波(Ussintωst)與三角波載波(幅值為Uc的正三角波,頻率為ωc)相交來獲得SPWM波,因此,基波頻率為調(diào)制波的頻率,基波幅值與調(diào)制比M(M=Us/Uc)成正比關(guān)系,諧波含量少。正弦逆變器常采用SPWM控制,利用調(diào)制波控制輸出波形頻率,調(diào)整M來控制輸出電壓幅值。

工作時,H橋中Vl、V4在前半周期內(nèi)以圖2中的SPWM信號閉合,V2、V3斷開;在后半周期內(nèi)V1、V4斷開,V2、V3以SPWM信號閉合。故在整個周期內(nèi)H橋輸出波形如圖1(b)所示。這樣,對該波形進(jìn)行濾波,即可獲得頻率為ωs。,幅值正比M與調(diào)制比M的正弦交流電。

2 H橋控制方案和信號的數(shù)字化

2.1 控制方案

對逆變器的控制主要包括對SPWM的控制(即H橋開關(guān)管開關(guān)方式)和對SPWM脈寬的控制(即調(diào)整M,使輸出電壓穩(wěn)定的反饋控制,一般采用平均電壓控制技術(shù),即PI控制)二部分。

SPWM的控制方式可分為單極性和雙極性二種。在傳統(tǒng)的單極性或雙極性控制方式中,開關(guān)管均工作在高頻條件下,這樣雖然可以得到較理想的正弦輸出電壓波形,但也產(chǎn)生了較大的開關(guān)損耗,且頻率越高,損耗越大。

圖3所示的混合型單極性控制方式(HSPWM UVI~Uv4)波形分別對應(yīng)圖1(a)中V1~V4.開關(guān)管的驅(qū)動信號)可較好地解決這一矛盾,既能得到理想的正弦波形,又能適當(dāng)?shù)販p小開關(guān)損耗。在這種工作方式下.工作在較高開關(guān)頻率的2只功率管互補導(dǎo)通,得到理想的正弦波形,另外2只功率管工作在輸出基波頻率條件下,從而減小了開關(guān)損耗。

2.2 SPWM波生成數(shù)字化

圖4示出采用三角波作為載波的規(guī)則采樣獲得的SPWM波,在三角波零峰tD時刻對正弦調(diào)制波采樣得到D點,過D點作水平直線與三角波分別交于A點和B點,在A點的時刻tA和B點的時刻b間輸出高電平,其他時刻輸出低電平。根據(jù)三角關(guān)系,可以得出

其中σ為脈沖寬度。

逆變器控制信號中,調(diào)制波和載波頻率一定,tD時刻為n倍三角波周期(n=1,2,…,N。N=Ts/Tc,N為載波比,E為正弦波周期),如果一個周期內(nèi)有Ⅳ個矩形波.則第n個矩形波的占空比D為:

2.3 PI調(diào)節(jié)器數(shù)字化

圖5為模擬PI調(diào)節(jié)示意圖,可以計算出

離散化后整理可得:

3 基于DSP的控制

實現(xiàn)逆變器控制主要依靠DSP的事件管理模塊和A/D轉(zhuǎn)換模塊。事件管理模塊由通用定時器f提供時間基準(zhǔn))、非對稱/對稱波形發(fā)生器、可編程的死區(qū)發(fā)生單元、輸出邏輯控制單元等組成,以實現(xiàn)SPWM波。A/D轉(zhuǎn)換模塊采樣輸人的平均電壓并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。

3.1 HSPWM控制方式軟件實現(xiàn)

如圖4所示,SPWM波是用三角波和正弦波相交比較而得到的。采用DSP產(chǎn)生SPWM波的設(shè)置如下:

三角波的獲得是將事件管理器計數(shù)模式設(shè)置為連續(xù)增減計數(shù),其計數(shù)從0增到TxPR再減到0,其周期為2TxPR,即載波的周期為2TxPR。由于正弦波采用在線計算會影響運行速度,所以采用離線計算方法。在程序開始時.按照規(guī)則采樣法計算nTe處的正弦值(即三角波和正弦波比較點的值),并存于數(shù)組中,需要時通過中斷調(diào)用該值。

SPWM波的獲得是在DSP事件管理器的比較單元工作時,通用定時器的計數(shù)器TxCNI’的值與比較寄存器CMPRx的值不斷進(jìn)行比較。當(dāng)二者匹配時,PWM電路按照輸出邏輯輸出二路極性相反的PWM波。在逆變器控制中,載波比固定,半個周期內(nèi)輸出的脈沖個數(shù)、占空比固定,TxPR值固定,形成SPWM正弦波的CMPRx的值為TxPRMsinomTc(即圖4中D點正弦值),所以,在計數(shù)器計數(shù)最大時(TxCNll-TxPR,即三角波凸點處)中斷.更新CMPRx的值,就可以輸出SPWM。

在圖3中HSPWM控制信號Uvi與Uv2、Uv3與Uv4極性相反。在DSP中只需要兩個全比較單元。如UV1與UV2控制信號,在前半周期,CMPRx設(shè)置為0,則輸出相對應(yīng)的高、低電平控制信號,在后半周期,利用中斷更新CMPRx的值即可獲得圖3所示的UVI與Uv2控制信號UV3與UⅥ控制信號。同理可獲得。產(chǎn)生HSPWM控制信號的軟件流程如圖6所示。

3.2 PI算法的軟件

采用平均電壓反饋的逆變器,需要采樣輸出電壓的平均值。電壓采樣值低于3.3V可直接輸入DSP的A/D通道進(jìn)行轉(zhuǎn)換以獲得Vf(k),再確定Kp和K1即可。

在實際應(yīng)用中,還需對PI調(diào)節(jié)器加以限制.當(dāng)偏差值輸入較大時,輸出值會很大,可能會使輸出飽和,這樣對開關(guān)管有很大的沖擊,而且會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅,即當(dāng)I u(k)

|>umax時,令u=umax或u=umin。

另外,PI控制器中積分環(huán)節(jié)的目的主要是消除靜差、提高精度。但在電壓大幅度變化如啟動、結(jié)束時,在短時間內(nèi)系統(tǒng)輸出有很大的偏差.會造成PI運算的積分積累,從而引起較大的超調(diào).導(dǎo)致系統(tǒng)的振蕩。根據(jù)實際情況,設(shè)定閾值δ>0。當(dāng)le(k)I>δ時.

圖7

采用P控制,這樣可避免過大的超調(diào),而且保持較快的響應(yīng)速度。當(dāng)le(k)|≤ω時,采用PI控制,可保證系統(tǒng)的控制精度。具體程序流程如圖7所示。

4 實驗及結(jié)論

以DSP控制4kW、230V、400Hz逆變器時的各部分波形如圖8所示。實驗結(jié)果表明,基于DSP控制的逆變器可以滿足要求。



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