正弦逆變器控制軟件設(shè)計

摘要：介紹單相全橋逆變器的工作原理，闡述產(chǎn)生SPWM波和實現(xiàn)PI控制的算法，給出以DSP(數(shù)字信號處理器)實現(xiàn)控制的軟件流程。實驗表明利用軟件完成逆變器控制是可行的。

關(guān)鍵詞：正弦逆變器；控制；SPWM；PI；DSP

目前，正弦逆變器的控制通常采用模擬電路或數(shù)字電路實現(xiàn)。由于硬件的固有缺點和不能實施先進(jìn)的控制策略，致使逆變器的性能不能極大的提高。隨著高速微處理器的問世，特別是具有高速運算、處理和控制能力的DSP的出現(xiàn)，使得對正弦逆變器采用新的控制方法成為可能。文中將重點介紹采用DSP實現(xiàn)正弦逆變器控制的方法。

圖1

1 全橋正弦逆變器

圖1示出單相全橋逆變器的原理電路及波形。其中H橋和濾波電路完成直流到交流的變換,濾去諧波，獲得交流電；控制電路完成對H橋中開關(guān)管的控制，并使輸出交流電的電壓、頻率和波形穩(wěn)定。

SPWM的生成原理及波形如圖2所示。由于采用正弦波調(diào)制波(Ussintωst)與三角波載波(幅值為Uc的正三角波，頻率為ωc)相交來獲得SPWM波，因此，基波頻率為調(diào)制波的頻率，基波幅值與調(diào)制比M(M=Us/Uc)成正比關(guān)系，諧波含量少。正弦逆變器常采用SPWM控制，利用調(diào)制波控制輸出波形頻率，調(diào)整M來控制輸出電壓幅值。

工作時，H橋中Vl、V4在前半周期內(nèi)以圖2中的SPWM信號閉合，V2、V3斷開；在后半周期內(nèi)V1、V4斷開，V2、V3以SPWM信號閉合。故在整個周期內(nèi)H橋輸出波形如圖1(b)所示。這樣，對該波形進(jìn)行濾波，即可獲得頻率為ωs。，幅值正比M與調(diào)制比M的正弦交流電。

2 H橋控制方案和信號的數(shù)字化

2．1 控制方案

對逆變器的控制主要包括對SPWM的控制(即H橋開關(guān)管開關(guān)方式)和對SPWM脈寬的控制(即調(diào)整M，使輸出電壓穩(wěn)定的反饋控制，一般采用平均電壓控制技術(shù)，即PI控制)二部分。

SPWM的控制方式可分為單極性和雙極性二種。在傳統(tǒng)的單極性或雙極性控制方式中，開關(guān)管均工作在高頻條件下，這樣雖然可以得到較理想的正弦輸出電壓波形，但也產(chǎn)生了較大的開關(guān)損耗，且頻率越高，損耗越大。

圖3所示的混合型單極性控制方式(HSPWM UVI～Uv4)波形分別對應(yīng)圖1(a)中V1～V4．開關(guān)管的驅(qū)動信號)可較好地解決這一矛盾，既能得到理想的正弦波形，又能適當(dāng)?shù)販p小開關(guān)損耗。在這種工作方式下．工作在較高開關(guān)頻率的2只功率管互補導(dǎo)通，得到理想的正弦波形，另外2只功率管工作在輸出基波頻率條件下，從而減小了開關(guān)損耗。

2．2 SPWM波生成數(shù)字化

圖4示出采用三角波作為載波的規(guī)則采樣獲得的SPWM波，在三角波零峰tD時刻對正弦調(diào)制波采樣得到D點，過D點作水平直線與三角波分別交于A點和B點，在A點的時刻tA和B點的時刻b間輸出高電平，其他時刻輸出低電平。根據(jù)三角關(guān)系，可以得出

其中σ為脈沖寬度。

逆變器控制信號中，調(diào)制波和載波頻率一定，tD時刻為n倍三角波周期(n=1，2，…，N。N=Ts／Tc，N為載波比，E為正弦波周期)，如果一個周期內(nèi)有Ⅳ個矩形波．則第n個矩形波的占空比D為：

2．3 PI調(diào)節(jié)器數(shù)字化

圖5為模擬PI調(diào)節(jié)示意圖，可以計算出

離散化后整理可得：

3 基于DSP的控制軟件

實現(xiàn)逆變器控制主要依靠DSP的事件管理模塊和A／D轉(zhuǎn)換模塊。事件管理模塊由通用定時器f提供時間基準(zhǔn))、非對稱／對稱波形發(fā)生器、可編程的死區(qū)發(fā)生單元、輸出邏輯控制單元等組成，以實現(xiàn)SPWM波。A／D轉(zhuǎn)換模塊采樣輸人的平均電壓并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。

3．1 HSPWM控制方式軟件實現(xiàn)

如圖4所示，SPWM波是用三角波和正弦波相交比較而得到的。采用DSP產(chǎn)生SPWM波的設(shè)置如下：

三角波的獲得是將事件管理器計數(shù)模式設(shè)置為連續(xù)增減計數(shù)，其計數(shù)從0增到TxPR再減到0，其周期為2TxPR，即載波的周期為2TxPR。由于正弦波采用在線計算會影響運行速度，所以采用離線計算方法。在程序開始時．按照規(guī)則采樣法計算nTe處的正弦值(即三角波和正弦波比較點的值)，并存于數(shù)組中，需要時通過中斷調(diào)用該值。

SPWM波的獲得是在DSP事件管理器的比較單元工作時，通用定時器的計數(shù)器TxCNI’的值與比較寄存器CMPRx的值不斷進(jìn)行比較。當(dāng)二者匹配時，PWM電路按照輸出邏輯輸出二路極性相反的PWM波。在逆變器控制中，載波比固定，半個周期內(nèi)輸出的脈沖個數(shù)、占空比固定，TxPR值固定，形成SPWM正弦波的CMPRx的值為TxPRMsinomTc(即圖4中D點正弦值)，所以，在計數(shù)器計數(shù)最大時(TxCNll-TxPR，即三角波凸點處)中斷．更新CMPRx的值，就可以輸出SPWM。

在圖3中HSPWM控制信號Uvi與Uv2、Uv3與Uv4極性相反。在DSP中只需要兩個全比較單元。如UV1與UV2控制信號，在前半周期，CMPRx設(shè)置為0，則輸出相對應(yīng)的高、低電平控制信號，在后半周期，利用中斷更新CMPRx的值即可獲得圖3所示的UVI與Uv2控制信號UV3與UⅥ控制信號。同理可獲得。產(chǎn)生HSPWM控制信號的軟件流程如圖6所示。

3．2 PI算法的軟件

采用平均電壓反饋的逆變器，需要采樣輸出電壓的平均值。電壓采樣值低于3．3V可直接輸入DSP的A／D通道進(jìn)行轉(zhuǎn)換以獲得Vf(k)，再確定Kp和K1即可。

在實際應(yīng)用中，還需對PI調(diào)節(jié)器加以限制．當(dāng)偏差值輸入較大時，輸出值會很大，可能會使輸出飽和，這樣對開關(guān)管有很大的沖擊，而且會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅，即當(dāng)I u(k)

|>umax時，令u=umax或u=umin。

另外，PI控制器中積分環(huán)節(jié)的目的主要是消除靜差、提高精度。但在電壓大幅度變化如啟動、結(jié)束時，在短時間內(nèi)系統(tǒng)輸出有很大的偏差．會造成PI運算的積分積累，從而引起較大的超調(diào)．導(dǎo)致系統(tǒng)的振蕩。根據(jù)實際情況，設(shè)定閾值δ>0。當(dāng)le(k)I>δ時．

圖7

采用P控制，這樣可避免過大的超調(diào)，而且保持較快的響應(yīng)速度。當(dāng)le（k)|≤ω時，采用PI控制，可保證系統(tǒng)的控制精度。具體程序流程如圖7所示。

4 實驗及結(jié)論

以DSP控制4kW、230V、400Hz逆變器時的各部分波形如圖8所示。實驗結(jié)果表明，基于DSP控制的逆變器可以滿足要求。