6kVA逆變器滯環(huán)調(diào)制與單極性SPWM倍頻調(diào)制的比較

摘要：分析了電流型滯環(huán)調(diào)制和單極性SPWM倍頻調(diào)制逆變器的原理，然后討論了兩種調(diào)制方式下輸出濾波器的設(shè)計(jì)，并在此基礎(chǔ)上制作了兩臺(tái)6kVA逆變器樣機(jī)并給出了輸出波形和輸出THD。通過理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知電流型滯環(huán)調(diào)制的逆變器穩(wěn)定性要優(yōu)于SPWM調(diào)制的逆變器，但要獲得相近的輸出THD值，前者所需要的輸出濾波器要遠(yuǎn)大于后者。

關(guān)鍵詞：逆變器；單極性SPWM調(diào)制；滯環(huán)調(diào)制；比較

引言

逆變器主電路是一個(gè)開關(guān)式大功率放大器，逆變過程的實(shí)質(zhì)是模－數(shù)－模的變化過程，它包括模－數(shù)和數(shù)－模兩個(gè)變換，分別對(duì)應(yīng)于數(shù)字通信技術(shù)中的調(diào)制編碼與解調(diào)兩個(gè)過程[1]。SPWM調(diào)制與滯環(huán)調(diào)制是目前逆變器中最常見的兩種調(diào)制方式，它們分別從數(shù)字通信的脈寬調(diào)制和Delta調(diào)制發(fā)展而來。通信中調(diào)制的目的是為了遠(yuǎn)距離傳輸信號(hào)，而在電力電子裝置中則是為了減小系統(tǒng)的體積、提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和降低輸出諧波含量。在逆變器的輸出端需要并聯(lián)輸出濾波器，它相當(dāng)于數(shù)字通信技術(shù)中的解調(diào)環(huán)節(jié)，其作用是濾除輸出波形中無用的高次諧波。通過這兩個(gè)環(huán)節(jié)，就實(shí)現(xiàn)了對(duì)基準(zhǔn)波的功率放大。

文獻(xiàn)[2]對(duì)SPWM調(diào)制和滯環(huán)調(diào)制做了仿真和實(shí)驗(yàn)分析。文獻(xiàn)[3]討論了6kVA電流滯環(huán)調(diào)制逆變器的研制并給出了輸出波形。本文則從調(diào)制原理、系統(tǒng)的輸出濾波器設(shè)計(jì)和最終輸出波形THD等方面對(duì)兩臺(tái)分別采用電流滯環(huán)調(diào)制和電流型單極性SPWM調(diào)制的6kVA單相逆變器實(shí)際系統(tǒng)進(jìn)行了研究和比較。

1 主電路與電壓電流雙環(huán)反饋控制

圖1為逆變器主電路和控制系統(tǒng)的框圖，主電路采用了全橋結(jié)構(gòu)，輸出端連接了LC濾波器濾除高次諧波。兩個(gè)電路在控制上均采用了輸出電壓和電感電流雙環(huán)控制，這種控制方式在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的同時(shí)還具有良好的動(dòng)態(tài)特性與輸出限流的特性。從圖1可以看出，SPWM調(diào)制的逆變器和滯環(huán)調(diào)制的逆變器，除了調(diào)制器部分不同外，其余部分的電路在結(jié)構(gòu)上完全相同，只是在參數(shù)上有所不同。因此，這兩個(gè)系統(tǒng)在輸出特性以及輸出濾波器上的差異基本上可以認(rèn)為是由這兩種不同的調(diào)制方式所決定的。兩個(gè)系統(tǒng)的輸入均為DC380V，輸出均為220V/50Hz，輸出功率為6kVA。

圖1 逆變器主電路與控制系統(tǒng)框圖

2 兩種調(diào)制方式原理

2.1 SPWM調(diào)制原理

單極性SPWM調(diào)制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文所討論的SPWM調(diào)制的逆變器采用的是倍頻方式，它在不改變開關(guān)管工作頻率的情況下，通過對(duì)門級(jí)脈沖控制，可以使得輸出波形中最低次諧波頻率是開關(guān)頻率的2倍，從而可以減小濾波器的體積。圖2是這種調(diào)制方法的原理。

在電流型單極性SPWM倍頻調(diào)制中包含有兩個(gè)載波信號(hào)ic1和ic2，且有

ic1=－ic2 （1）

調(diào)制信號(hào)ig與ic1與交截產(chǎn)生ug1與ug2信號(hào)，控制S1與S2的開關(guān)，ig與ic2交截產(chǎn)生ug3與ug4信號(hào)，控制S3與S4的開關(guān)。這種調(diào)制方式的實(shí)質(zhì)是將一個(gè)全橋變換器拆分成兩個(gè)半橋變換器，分別用兩個(gè)相位相反的正弦波進(jìn)行調(diào)制后得到的信號(hào)去控制它們（在這里采用的是載波ic1反相，等價(jià)于將ig反相），這樣兩個(gè)橋臂輸出的基波就為帶相同直流偏置、幅值相等且相位相反的正弦波，將這兩個(gè)輸出相減再濾除高頻分量，就得到了標(biāo)準(zhǔn)的正弦輸出波形。

2.2 滯環(huán)調(diào)制原理

三態(tài)滯環(huán)調(diào)制是從基本的Delta調(diào)制發(fā)展而來，圖3是它的調(diào)制原理。

滯環(huán)調(diào)制沒有單獨(dú)的載波信號(hào)，而是將輸出信號(hào)通過反饋網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生一個(gè)斜坡函數(shù)iLf做為載波。h為滯環(huán)寬度，當(dāng)iLfig－h(huán)時(shí)，S1及S4導(dǎo)通，iLf上升，uab=Uin；當(dāng)iLf>ig＋h時(shí)，S2及S3導(dǎo)通，iLf下降，uab=－Uin；當(dāng)ig－h(huán)iLfig＋h時(shí)，S2及S4導(dǎo)通，iLf通過S2及S4，uab=0。電路的這種特性就保證了輸出電感電流跟隨正弦給定變化，并且誤差被限定在h的范圍內(nèi)，因此，滯環(huán)寬度h也對(duì)輸出波形有著很大的影響。減小h可以降低輸出諧波，但會(huì)提高開關(guān)頻率，增加開關(guān)損耗，因此，h的取值需要進(jìn)行綜合考慮，同時(shí)為了防止開關(guān)頻率過高，一般需要加入一個(gè)狀態(tài)鎖存器來限制最高開關(guān)頻率。在本文討論的滯環(huán)逆變器中，最高開關(guān)頻率被限定在20kHz，與SPWM調(diào)制方式中的載波頻率相同，而滯環(huán)寬度h則被設(shè)置為相當(dāng)于10％的電感電流。

2.3 兩種調(diào)制方式原理的比較

從兩種調(diào)制方式的原理可以看出滯環(huán)調(diào)制本身就包含了一個(gè)反饋環(huán)節(jié)，是一個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)。而SPWM調(diào)制則是一個(gè)開環(huán)系統(tǒng)，其本身不包含反饋環(huán)節(jié)。因此，滯環(huán)調(diào)制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗干擾性能要好于SPWM調(diào)制。在實(shí)際系統(tǒng)調(diào)試中，滯環(huán)調(diào)制的逆變器系統(tǒng)控制環(huán)參數(shù)容易調(diào)到穩(wěn)定，而單極性SPWM倍頻調(diào)制的逆變器系統(tǒng)控制環(huán)參數(shù)，則需要經(jīng)過多次的調(diào)整才能得到一個(gè)滿意的參數(shù)。

另一方面滯環(huán)調(diào)制下的開關(guān)頻率并不固定，而是跟隨正弦給定和負(fù)載大小的改變而改變，因此，滯環(huán)調(diào)制下逆變器輸出電壓波形中包含了大量的較低次諧波，而且很難從理論上分析其諧波分布。在最大開關(guān)頻率限定在20kHz情況下，其最低次諧波頻率甚至?xí)椭翈譳Hz，文獻(xiàn)[2]通過仿真驗(yàn)證了這一結(jié)論。單極性SPWM調(diào)制下開關(guān)頻率是固定的，而且在倍頻方式下SPWM輸出電壓波形中的最低次諧波集中在2倍載波頻率附近，在本文所討論的系統(tǒng)中為40kHz。所以，SPWM調(diào)制方式下的逆變器輸出濾波器要比滯環(huán)調(diào)制方式的逆變器輸出濾波器小得多。

3 輸出濾波器的設(shè)計(jì)

逆變器兩個(gè)橋臂中點(diǎn)之間的輸出電壓是一個(gè)高頻的方波脈沖，對(duì)其作頻譜分析可知它的基波頻率與調(diào)制波相同，而其高次諧波則由調(diào)制方式所決定。高次諧波對(duì)逆變器負(fù)載是有害的，甚至?xí)鹭?fù)載的不穩(wěn)定，所以，在逆變器的輸出端需要使用一個(gè)低通濾波器將高次諧波濾除。本文所提及的兩臺(tái)逆變器的輸出濾波器均采用Γ形的LC濾波器，在結(jié)構(gòu)上完全相同，但其設(shè)計(jì)步驟和具體參數(shù)則有所不同。

3.1 SPWM調(diào)制下濾波器的設(shè)計(jì)

SPWM調(diào)制下輸出濾波電感的值一般是由電感電流的的最大紋波所決定，取該值為滿功率輸出時(shí)正弦電流峰值的15％，即

在單極性SPWM倍頻調(diào)制下，ua與ub兩點(diǎn)的電壓波形是單極性SPWM脈沖，其占空比

D=uo/Uin （3）

所以，可得電感電流紋波的表達(dá)式為

由式（4）可知，當(dāng)uo=1/2Uin時(shí)，電感電流紋波最大，且

實(shí)際電路中取電感值為0.5mH。

電路中電容的作用是和電感一起構(gòu)成一個(gè)低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據(jù)L濾波器的截止頻率來確定電容C的值。由于SPWM倍頻調(diào)制方式下，輸出諧波為開關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即

實(shí)際電路中，由于器件的非理想特性、基準(zhǔn)波也非標(biāo)準(zhǔn)的正弦波以及死區(qū)對(duì)輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對(duì)這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。

3.2 滯環(huán)調(diào)制下濾波器的設(shè)計(jì)

滯環(huán)調(diào)制下輸出濾波器的設(shè)計(jì)和單極性SPWM倍頻調(diào)制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調(diào)制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調(diào)制下由于開關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調(diào)制下根據(jù)器件開關(guān)頻率設(shè)定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應(yīng)該根據(jù)輸出的基波頻率來設(shè)定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得

從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進(jìn)一步確定L和C的取值則多依賴于工程經(jīng)驗(yàn)進(jìn)行綜合考慮。如果L值過大將使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導(dǎo)致系統(tǒng)失調(diào)；L值過小則會(huì)增加輸出的脈動(dòng)，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時(shí)也會(huì)增大逆變器的無功電流，增大損耗。工程中一般可以根據(jù)在剪切頻率附近使得

ωL≈1/ωC （10）

來確定L和C的取值。

根據(jù)式（9）和式（10），最終實(shí)際系統(tǒng)中取L為1mH，C為80μF。

3.3 輸出波形與THD

圖4和圖5是兩種調(diào)制方式下6kVA逆變器在阻性負(fù)載下的滿載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測(cè)得逆變器在空載、半載和滿載情況下輸出THD值，可見SPWM調(diào)制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調(diào)制方式下的輸出THD值。

表1 兩種調(diào)制方式下空載與滿載輸出THD值

4 結(jié)語

綜上所述，電流滯環(huán)調(diào)制作為一種非線性的調(diào)制方式，和SPWM倍頻調(diào)制相比，它具有穩(wěn)定性強(qiáng)和動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)。但滯環(huán)調(diào)制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設(shè)計(jì)困難，在相同的功率等級(jí)下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調(diào)制逆變器輸出波形THD值仍達(dá)到接近兩倍SPWM倍頻調(diào)制逆變器輸出波形THD的值。同時(shí)也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調(diào)制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調(diào)制顯然是更好的選擇。