電容負載穩(wěn)定性：輸出引腳補償 之三

我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。

圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路

　　從圖 9.39 我們可以看出模擬結果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預測的 10.98kHz，因此可以繼續(xù)分析。

圖 9.39：Zo 與 CL=10nF 時的 fp2 圖

圖 9.40：CL=10nF 時，Aol 修正曲線的 TINA 電路圖

　　現(xiàn)在我們可以對 CL=10nF 的實際 INA152 進行 TINA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進行對比。

　　圖 9.41 的 TINA 模擬結果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL=10nF 在 fp2=11.02kHz 時產生的第二個極點。請記住，我們曾經根據(jù)一階分析預測fp2=10.9kHz，并根據(jù) CL=10nF 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz。

圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線的TINA 圖

　　我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線（見圖 9.41）。一旦創(chuàng)建了該曲線（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL=10nF 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（最終修正 Aol）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL=10nF 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz)。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 –40dB。我們在 fpc2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經驗標準。另外，我們建議的最終Aol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。

　　圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點。

圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO

　　我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路，用于證明可以預測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產生的影響的公式。

　　圖9.44：預測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路

圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響

　　我們從圖 9.45 可以看出模擬結果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預測的 fpc2=1kHz，實際 fpc2=1.23kHz；預測的 fzc2=10kHz，實際 fzc2=10.25kHz；預測的fpc3=106kHz，實際 fpc3=105.80kHz。根據(jù)我們的等效 Zo 模型，我們的預測非常接近模擬結果。

　　根據(jù)圖 9.43 的分析及相關模擬證明，我們可以創(chuàng)建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環(huán)響應 Vout/Vin 預計為平直曲線，直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點，此時預計其遵循所示的Aol修正曲線。

圖 9.46：最終Aol 修正預測

　　圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償?shù)?AC 穩(wěn)定性測試電路。最終可以產生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線。

圖 9.47：AC 穩(wěn)定性電路：輸出引腳補償