開關(guān)電容ADC及其驅(qū)動放大器之間的阻抗諧振匹配方法

　高采樣速率模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）通常用在現(xiàn)代無線接收器設計中，以中頻（IF）采樣速率采集復數(shù)調(diào)制的信號。這類設計通常都選用基于CMOS開關(guān)電容的ADC，因為它們的低成本和低功耗特點很吸引人。但這類ADC采用一種直接連接到采樣網(wǎng)絡的無緩沖器的前端，這樣就會出現(xiàn)驅(qū)動ADC的放大器的輸入跟蹤和保持阻抗隨時間變化的問題。為了有效地驅(qū)動ADC，使噪聲最低和有用信號失真最小，必須設計一種無源網(wǎng)絡接口幫助抑制寬帶噪聲，并對跟蹤阻抗和保持阻抗進行變換以便為驅(qū)動放大器提供更好的負載阻抗。針對幾種常見的IF頻率，本文中提出了一種諧振匹配方法，用于將跟蹤和保持阻抗轉(zhuǎn)換為比較容易計算的負載，從而實現(xiàn)抗鋸齒濾波器的精密設計。

　　開關(guān)電容ADC

　　開關(guān)電容ADC不帶緩沖器，以便能降低功耗。這種ADC的采樣保持放大器電路（SHA）主要包括一個輸入開關(guān)、一個輸入采樣電容器、一個采樣開關(guān)和一個放大器。如圖1所示，輸入開關(guān)直接連接驅(qū)動器和采樣電容器。輸入開關(guān)閉合時（跟蹤模式），驅(qū)動器電路驅(qū)動輸入電容器，當此模式結(jié)束時，輸入電容器開始對輸入信號進行采樣（捕獲）。而當輸入開關(guān)斷開時（保持模式），驅(qū)動器被輸入電容器隔離。ADC的跟蹤模式周期和保持模式周期大約相等?！　?/p>

圖1 連接到放大器驅(qū)動器的開關(guān)電容ADC簡化輸入模型　　

圖2 AD9236在跟蹤和保持兩種模式下的不同輸入頻率

　　在SHA的跟蹤模式期間和保持模式期間，ADC輸入阻抗的狀態(tài)是不同的，這就很難使ADC的輸入阻抗與驅(qū)動電路之間始終匹配。因為ADC只能在跟蹤模式期間檢測輸入信號，所以在此期間輸入阻抗應與驅(qū)動電路匹配。輸入阻抗與頻率的關(guān)系主要由采樣電容器和信號通路中所有的寄生電容決定。為了精確地匹配阻抗，了解輸入阻抗和頻率的關(guān)系是非常必要的。圖2為AD9236在輸入頻率高達1GHz時的輸入阻抗特性。

　　藍色曲線和紅色曲線分別表示ADC輸入SHA網(wǎng)絡在跟蹤和保持模式下輸入電容阻抗的虛部（對應右邊的縱坐標）。在小于100 MHz時，電容阻抗的虛部從跟蹤模式下的大于4pF變化到保持模式下的1pF。輸入SHA網(wǎng)絡在跟蹤和保持模式下的輸入阻抗實部分別用橙色和綠色曲線表示（對應左邊的縱坐標）。正如預期的那樣，與保持模式相比，跟蹤模式下的阻抗值要低得多。帶緩沖器輸入的ADC阻抗在整個標稱寬帶內(nèi)都保持恒定，而開關(guān)電容ADC的輸入阻抗在最初的100MHz輸入帶寬內(nèi)會產(chǎn)生很大變化。

　　阻抗諧振匹配方法

　　為了有效地將有用信號耦合到ADC的理想奈奎斯特（Nyquist）區(qū)內(nèi)，必須要徹底了解ADC在有用頻率范圍內(nèi)的跟蹤和保持阻抗。有幾家ADC制造商已經(jīng)提供了供網(wǎng)絡分析使用的散射參數(shù)和（或）阻抗參數(shù)。輸入阻抗數(shù)據(jù)可用于設計阻抗變換網(wǎng)絡，其有助于捕獲有用信號并抑制其他頻率范圍內(nèi)的無用信號。

　　如果知道了任何輸入系統(tǒng)的差分輸入阻抗，那么有可能設計出一個具有低信號損耗的電抗匹配網(wǎng)絡。輸入阻抗可以用復數(shù)ZIN=R+jX表示，其中R表示輸入阻抗中的等效串聯(lián)電抗，X表示虛串聯(lián)電抗，這樣就可以找到一個將這種復數(shù)阻抗變換成負載的等效網(wǎng)絡。通常，輸入阻抗被等效成一個并聯(lián)RC網(wǎng)絡。為了找到一個等效的RC并聯(lián)網(wǎng)絡，我們可以利用下述公式將阻抗轉(zhuǎn)換為導納。(1)

　　有許多軟件程序可以計算復數(shù)的倒數(shù)，例如Matlab和MathCad，甚至像Excel的較新版本都有此功能。

　　IF采樣和奈奎斯特區(qū)考慮

　　只有當有用信號或頻率處于第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)時才會進行基帶采樣。但是，有些轉(zhuǎn)換器可以在高于第一奈奎斯特區(qū)的頻域內(nèi)采樣，這被稱作欠采樣或是IF采樣。圖3示出如何用相對于80 MHz采樣頻率（Fs）的140 MHz中頻來定義ADC的奈奎斯特區(qū)，信號實質(zhì)上處于第四奈奎斯特區(qū)內(nèi)。IF頻率的鏡像頻率可以映射到第一奈奎斯特區(qū)，這就好像在第一奈奎斯特區(qū)看到一個20 MHz的信號一樣。還應該注意到大多數(shù)FFT分析儀，例如ADC AnalyzerTM，只能分析第一奈奎斯特區(qū)或0～0.5Fs的FFT。因此，如果有用頻率高于0.5Fs，那么鏡像頻率可被映射到第一奈奎斯特區(qū)或者常說的基帶。如果雜散頻率也在可用帶寬內(nèi)，這樣就會使事情變得復雜。

　　圖3 奈奎斯特區(qū)的定義

　　那么，當ADC偏離采樣頻率0.5Fs時怎能滿足奈奎斯特準則呢？這里重述Walt Kester在ADI高速IC研討會技術(shù)資料中介紹的“奈奎斯特準則”，即信號的采樣速率必須大于等于其帶寬的兩倍，才能保持信號的完整信息，該準則也可見式（2）。

　　FS>2FBW (2)

　　其中，F(xiàn)s表示采樣頻率，F(xiàn)BW表示最高有用頻率。 　　這里的關(guān)鍵是要注意有用頻率的位置。只要信號沒有重疊并且留在一個奈奎斯特區(qū)內(nèi)，就可以滿足奈奎斯特準則。唯一不同的是有用頻率的位置從第一奈奎斯特區(qū)到了高階奈奎斯特區(qū)。

　　IF采樣已經(jīng)越來越受歡迎，因為它允許設計工程師去除信號鏈中的混頻級電路。這樣就能提高性能，因為減少了信號鏈中元件總數(shù)量，實際上降低了引入系統(tǒng)的附加噪聲，從而進一步提高系統(tǒng)總的信噪比（SNR）。在某些情況下，這樣做還可以提高無雜散動態(tài)范圍性能（SFDR），因為消除了混頻級電路會降低本地振蕩器（LO）通過混頻器引起的泄漏。

　　在進行IF采樣時，對高頻抗鋸齒濾波器（AAF）的設計是相當重要的。在大多數(shù)情況下，AAF被設計在有用頻帶內(nèi)的中心。在IF采樣應用中，恰當?shù)臑V波器設計是至關(guān)重要的，以便低奈奎斯特區(qū)內(nèi)的低頻噪聲不會落入有用頻率所在的高階奈奎斯特區(qū)。而且，不良的濾波器設計會導致在本底噪聲的基帶鏡像出現(xiàn)過多的噪聲。圖4顯示了抗鋸齒濾波器的阻帶衰減特性。

　　很顯然，系統(tǒng)動態(tài)范圍和帶通濾波器的階數(shù)有直接的關(guān)系。此外，系統(tǒng)的階數(shù)還依賴于系統(tǒng)的分辨率。分辨率越低，本底噪聲就越高，信號具有的混頻效應就越小，因此對系統(tǒng)的階數(shù)要求就越低。但是，有些高階濾波器可能會在通帶中產(chǎn)生較多的紋波，這會對系統(tǒng)的性能起到反作用，因為其引發(fā)了相位失真和幅度失真?？傊谠O計抗鋸齒濾波器時必須非常小心。