新聞中心

EEPW首頁 > 模擬技術(shù) > 設(shè)計(jì)應(yīng)用 > 提升LED TV背光系統(tǒng)的中壓升壓轉(zhuǎn)換器效率

提升LED TV背光系統(tǒng)的中壓升壓轉(zhuǎn)換器效率

作者: 時(shí)間:2012-05-11 來源:網(wǎng)絡(luò) 收藏

低電壓范圍通常用于移動(dòng)設(shè)備,以便將電池電壓(1.2V至4.2V)提升到較高的電壓水平(如1.5至20V),從而為應(yīng)用電路供電。在這個(gè)電壓范圍里,傳導(dǎo)損耗是主要的考慮因素。市面上存在許多專門設(shè)計(jì)用于這些應(yīng)用的器件,連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)是這些器件的主要工作模式。

本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/186436.htm

高電壓范圍通常用作具有90V至270VAC輸入和約400VDC輸出的PFC轉(zhuǎn)換器,在這些應(yīng)用中,傳導(dǎo)損耗并不像在低電壓中那么重要,需要更多地考慮開關(guān)損耗和抗噪聲能力。因而PFC控制器通常采用某些特別的設(shè)計(jì)要素如臨界導(dǎo)通(CRM)工作模式、更高的電流感測(cè)電壓。PFC控制器由于市場(chǎng)巨大而被廣泛使用。

TV背光應(yīng)用需要24VDC輸入、180VDC0.4A輸出升壓轉(zhuǎn)換器,相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器,這類中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器很少用于消費(fèi)電子產(chǎn)品。在這種電壓和額定功率值范圍中,傳導(dǎo)損耗、開關(guān)損耗和抗噪聲能力均需予以考慮,很難找到一款適合的較廉價(jià)的器件。

拓?fù)浜推骷x擇考慮事項(xiàng)

在設(shè)計(jì)消費(fèi)產(chǎn)品解決方案時(shí),始終需要避免使用昂貴的拓?fù)浜推骷?。而且,由于DC輸入節(jié)點(diǎn)和輸出節(jié)點(diǎn)(陣列)均位于次級(jí)端,因而背光照明級(jí)無需進(jìn)行隔離。即便我們還有軟開關(guān)諧振半/全橋拓?fù)涞绕渌x擇,升壓(boost)拓?fù)涫荓EDTV背光照明電源應(yīng)用的最佳核心拓?fù)洹?/p>

考慮到用于移動(dòng)設(shè)備的升壓控制器具有高PWM頻率(通常為500KHz至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測(cè)電壓)。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,因其具有高柵極驅(qū)動(dòng)電壓(超過10V)和高電流感測(cè)電壓(通常為0.5V-1.2V)。但是,大多數(shù)AC/DCPWM控制器的工作頻率為50kHz至100kHz。這種頻率范圍對(duì)于90-270VAC輸入的電源是合適的,因?yàn)樗軌蚱胶忾_關(guān)損耗和電感元件尺寸。不過,對(duì)于24VDC輸入電源,該頻率有些低,因?yàn)榈凸ぷ黝l率需要使用大電感器。

CRMPFC控制器是最佳的選擇,因?yàn)樗粌H具備AC/DCPWM控制器的優(yōu)勢(shì)(高柵極驅(qū)動(dòng)電壓和高電流感測(cè)電壓),還能夠通過選擇電感將工作頻率設(shè)置為最佳數(shù)值(200kHz)。即便CRMPFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作,但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內(nèi)置在芯片中,并具有足夠大的振幅。因而,在噪聲兼容性方面不會(huì)出現(xiàn)問題。

提高效率

使用標(biāo)準(zhǔn)CRMPFC控制器來實(shí)現(xiàn)升壓轉(zhuǎn)換器,因?yàn)榫哂邢鄬?duì)較低的輸入/輸出電壓和臨界導(dǎo)通模式工作方式,開關(guān)損耗并不是問題,其問題在于傳導(dǎo)損耗。圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器中的主要傳導(dǎo)損耗來源。


我們可以看到導(dǎo)通期間的傳導(dǎo)損耗來自于Rsense、Rdson和Rcoil,本文不討論減小Rcoil的方法,下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson。

在PFC應(yīng)用中,Rsense值由最大額定功率來決定,在出現(xiàn)異常過流情況時(shí),Rsense上的電壓應(yīng)當(dāng)達(dá)到逐脈沖限流電平(Vcslim),需要保留10%的余量范圍,因而可由下式計(jì)算Rsense:


對(duì)于本文探討的應(yīng)用,我們同樣應(yīng)當(dāng)遵循這個(gè)公式。Rsense的功耗為:


,因而


我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例。標(biāo)準(zhǔn)PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V,以期避免噪聲帶來的錯(cuò)誤觸發(fā)。在FAN7930CM中Vcslim為0.8V。因?yàn)檩斎腚妷合鄬?duì)較高,而IQRMS相對(duì)較低,這個(gè)數(shù)值對(duì)于PFC應(yīng)用是合適的。但對(duì)于24V輸入應(yīng)用,這一電壓太高,使得PRsense過大。例如,我們使用飛兆半導(dǎo)體公司提供的設(shè)計(jì)工具,計(jì)算72WPFC(90VAC輸入、400V/0.18A輸出)的Rsense的功耗。我們得到結(jié)果:Rsense=0.289Ω,Rsense的功耗為0.22W。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%,如果我們使用相同的設(shè)計(jì)工具,計(jì)算具有24V輸入、180V/0.4A輸出的72WPFC控制器,其結(jié)果為:Rsense=0.077Ω,Rsense的功耗為0.96W,因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%,相比90VAC輸入狀況高出三倍。

為了減小Rsense的功耗,我們?cè)O(shè)計(jì)了如圖2所示的“電壓墊高(Voltageblockup)”電路,使用分壓器R1和R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個(gè)電壓差,通過這個(gè)電壓差,Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達(dá)到Vcslim。

在圖3中,我們可以看到通過增添R1和R2,即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多,Vsense也能夠達(dá)到(Vcslim/1.1)水平。這樣可以降低Rsense的功耗。例如,在不使用R1和R2的情況下,如果Rsense為0.077Ω,當(dāng)Ipk=10.39A,Vsense則為0.8V。如果Vgate=11V,R1=10KΩ,R2=400Ω,Rsense=0.0375Ω,當(dāng)Ipk=10.39A,Vsense也可達(dá)到0.8V。但是,如果Rsense=0.0375Ω,Rsense的功耗則為0.47W,效率損失為0.47/72×100%=0.65%,相對(duì)于使用0.77ΩRsense,效率則可以提高0.68%。

在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下,如果Vdss增加,MOSFET的Rdson會(huì)增大。例如,飛兆100VMOS器件FDD86102的Rdson為24mΩ。但是對(duì)于具有相同封裝和價(jià)格的250VMOS器件FQD16N25C,Rdson為270mΩ。MOSFET器件的傳導(dǎo)損耗在24mΩ和270mΩ條件下的差別很大,我們使用相同設(shè)計(jì)工具計(jì)算了24VAC輸入、180V/0.4A輸出PFC轉(zhuǎn)換器Rdson的傳導(dǎo)損耗。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W。顯然,270mΩRdson是不可接受的。在標(biāo)準(zhǔn)升壓拓?fù)渲校瑸榱颂峁?80V輸出電壓,需要使用250VMOSFET以獲得足夠的Vdss余量。在這種情況下,減小傳導(dǎo)損耗的標(biāo)準(zhǔn)途徑是選擇一個(gè)Rdson較低的MOSFET器件。不過,在相同Vdss下,Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴,而且具有較大的Coss。較大的Coss意味著較大的關(guān)斷損耗。這里,我們找到了另一種減小傳導(dǎo)損耗的方法。就是使用100VMOSFET器件如FDD86102,將24V電壓提升到180V,當(dāng)然,必須采用特殊的方法解決電壓?jiǎn)栴},如自耦變壓器。


圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉(zhuǎn)換器,在導(dǎo)通期間,電流流經(jīng)紅色的路徑就象標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器的一樣,而在關(guān)斷期間,電流則經(jīng)過綠色路徑。MOSFET漏極上的電壓為:


如果我們輸入N1=3T,N2=7T,Vdiode=1V,Vout=180V,Vin=24V,則Vd為:


因而可以使用100VMOSFET器件。


上一頁 1 2 下一頁

評(píng)論


相關(guān)推薦

技術(shù)專區(qū)

關(guān)閉