提升LED TV背光系統(tǒng)的中壓升壓轉(zhuǎn)換器效率

低電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用于移動設(shè)備，以便將電池電壓（1.2V至4.2V）提升到較高的電壓水平（如1.5至20V），從而為應(yīng)用電路供電。在這個(gè)電壓范圍里，傳導(dǎo)損耗是主要的考慮因素。市面上存在許多專門設(shè)計(jì)用于這些應(yīng)用的器件，連續(xù)傳導(dǎo)模式（CCM）是這些器件的主要工作模式。

高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用作具有90V至270VAC輸入和約400VDC輸出的PFC轉(zhuǎn)換器，在這些應(yīng)用中，傳導(dǎo)損耗并不像在低電壓升壓轉(zhuǎn)換器中那么重要，需要更多地考慮開關(guān)損耗和抗噪聲能力。因而PFC控制器通常采用某些特別的設(shè)計(jì)要素如臨界導(dǎo)通（CRM）工作模式、更高的電流感測電壓。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用。

LEDTV背光應(yīng)用需要24VDC輸入、180VDC0.4A輸出升壓轉(zhuǎn)換器，相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器，這類中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器很少用于消費(fèi)電子產(chǎn)品。在這種電壓和額定功率值范圍中，傳導(dǎo)損耗、開關(guān)損耗和抗噪聲能力均需予以考慮，很難找到一款適合的較廉價(jià)的器件。

拓?fù)浜推骷x擇考慮事項(xiàng)

在設(shè)計(jì)消費(fèi)產(chǎn)品解決方案時(shí)，始終需要避免使用昂貴的拓?fù)浜推骷?。而且，由于DC輸入節(jié)點(diǎn)和輸出節(jié)點(diǎn)（LED陣列）均位于次級端，因而LED背光照明級無需進(jìn)行隔離。即便我們還有軟開關(guān)諧振半/全橋拓?fù)涞绕渌x擇，升壓（boost）拓?fù)涫荓EDTV背光照明電源應(yīng)用的最佳核心拓?fù)洹?/p>

考慮到用于移動設(shè)備的升壓控制器具有高PWM頻率（通常為500KHz至6MHz）和低噪聲兼容性（電壓模式或低電流感測電壓）。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適，因其具有高柵極驅(qū)動電壓（超過10V）和高電流感測電壓（通常為0.5V-1.2V）。但是，大多數(shù)AC/DCPWM控制器的工作頻率為50kHz至100kHz。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的，因?yàn)樗軌蚱胶忾_關(guān)損耗和電感元件尺寸。不過，對于24VDC輸入電源，該頻率有些低，因?yàn)榈凸ぷ黝l率需要使用大電感器。

CRMPFC控制器是最佳的選擇，因?yàn)樗粌H具備AC/DCPWM控制器的優(yōu)勢（高柵極驅(qū)動電壓和高電流感測電壓），還能夠通過選擇電感將工作頻率設(shè)置為最佳數(shù)值（200kHz）。即便CRMPFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作，但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內(nèi)置在芯片中，并具有足夠大的振幅。因而，在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題。

提高效率

使用標(biāo)準(zhǔn)CRMPFC控制器來實(shí)現(xiàn)升壓轉(zhuǎn)換器，因?yàn)榫哂邢鄬^低的輸入/輸出電壓和臨界導(dǎo)通模式工作方式，開關(guān)損耗并不是問題，其問題在于傳導(dǎo)損耗。圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器中的主要傳導(dǎo)損耗來源。

我們可以看到導(dǎo)通期間的傳導(dǎo)損耗來自于Rsense、Rdson和Rcoil，本文不討論減小Rcoil的方法，下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson。

在PFC應(yīng)用中，Rsense值由最大額定功率來決定，在出現(xiàn)異常過流情況時(shí)，Rsense上的電壓應(yīng)當(dāng)達(dá)到逐脈沖限流電平（Vcslim），需要保留10%的余量范圍，因而可由下式計(jì)算Rsense：

對于本文探討的應(yīng)用，我們同樣應(yīng)當(dāng)遵循這個(gè)公式。Rsense的功耗為：

，因而

我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例。標(biāo)準(zhǔn)PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V，以期避免噪聲帶來的錯(cuò)誤觸發(fā)。在FAN7930CM中Vcslim為0.8V。因?yàn)檩斎腚妷合鄬^高，而IQRMS相對較低，這個(gè)數(shù)值對于PFC應(yīng)用是合適的。但對于24V輸入應(yīng)用，這一電壓太高，使得PRsense過大。例如，我們使用飛兆半導(dǎo)體公司提供的設(shè)計(jì)工具，計(jì)算72WPFC（90VAC輸入、400V/0.18A輸出）的Rsense的功耗。我們得到結(jié)果：Rsense=0.289Ω，Rsense的功耗為0.22W。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%，如果我們使用相同的設(shè)計(jì)工具，計(jì)算具有24V輸入、180V/0.4A輸出的72WPFC控制器，其結(jié)果為：Rsense=0.077Ω，Rsense的功耗為0.96W，因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%，相比90VAC輸入狀況高出三倍。

為了減小Rsense的功耗，我們設(shè)計(jì)了如圖2所示的“電壓墊高（Voltageblockup）”電路，使用分壓器R1和R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個(gè)電壓差，通過這個(gè)電壓差，Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達(dá)到Vcslim。

在圖3中，我們可以看到通過增添R1和R2，即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多，Vsense也能夠達(dá)到（Vcslim/1.1）水平。這樣可以降低Rsense的功耗。例如，在不使用R1和R2的情況下，如果Rsense為0.077Ω，當(dāng)Ipk=10.39A，Vsense則為0.8V。如果Vgate=11V，R1=10KΩ，R2=400Ω，Rsense=0.0375Ω，當(dāng)Ipk=10.39A，Vsense也可達(dá)到0.8V。但是，如果Rsense=0.0375Ω，Rsense的功耗則為0.47W，效率損失為0.47/72×100%=0.65%，相對于使用0.77ΩRsense，效率則可以提高0.68%。

在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下，如果Vdss增加，MOSFET的Rdson會增大。例如，飛兆100VMOS器件FDD86102的Rdson為24mΩ。但是對于具有相同封裝和價(jià)格的250VMOS器件FQD16N25C，Rdson為270mΩ。MOSFET器件的傳導(dǎo)損耗在24mΩ和270mΩ條件下的差別很大，我們使用相同設(shè)計(jì)工具計(jì)算了24VAC輸入、180V/0.4A輸出PFC轉(zhuǎn)換器Rdson的傳導(dǎo)損耗。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W。顯然，270mΩRdson是不可接受的。在標(biāo)準(zhǔn)升壓拓?fù)渲校瑸榱颂峁?80V輸出電壓，需要使用250VMOSFET以獲得足夠的Vdss余量。在這種情況下，減小傳導(dǎo)損耗的標(biāo)準(zhǔn)途徑是選擇一個(gè)Rdson較低的MOSFET器件。不過，在相同Vdss下，Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴，而且具有較大的Coss。較大的Coss意味著較大的關(guān)斷損耗。這里，我們找到了另一種減小傳導(dǎo)損耗的方法。就是使用100VMOSFET器件如FDD86102，將24V電壓提升到180V，當(dāng)然，必須采用特殊的方法解決電壓問題，如自耦變壓器。


圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉(zhuǎn)換器，在導(dǎo)通期間，電流流經(jīng)紅色的路徑就象標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器的一樣，而在關(guān)斷期間，電流則經(jīng)過綠色路徑。MOSFET漏極上的電壓為：

如果我們輸入N1=3T，N2=7T，Vdiode=1V，Vout=180V，Vin=24V，則Vd為：

因而可以使用100VMOSFET器件。