SAR ADC驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器的選擇

　運(yùn)算放大器輸出級(jí)極限

　　運(yùn)算放大器的軌至軌運(yùn)行是指其輸入級(jí)或輸出級(jí)，或者是指其輸入級(jí)與輸出級(jí)。作為驅(qū)動(dòng) SAR ADC輸入端的一個(gè)緩沖器，我們更關(guān)注運(yùn)算放大器軌至軌的輸出能力。一般說(shuō)來(lái)，該輸出能力表明了輸出級(jí)能夠接近電源軌的程度。

　　通常情況下，當(dāng)信號(hào)振幅增大時(shí)，低頻信號(hào) (1kHz)、總諧波失真保持不變。只有當(dāng)輸出電壓和電源軌之間的差值低于 10mV 時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致性能顯著下降。而當(dāng)輸出信號(hào)頻率增加時(shí)，輸出電壓和電源電壓之間的差值也會(huì)隨之增大。對(duì)于 10kHz 的信號(hào)而言，當(dāng)上述電壓差值低于 200mV時(shí)，相關(guān)性能才開始下降；對(duì)于 20kHz 的信號(hào)而言，當(dāng)上述電壓差值低于 300mV 時(shí)，相關(guān)性能才開始下降；以此類推。考慮到運(yùn)算放大器的輸出級(jí)極限，這些測(cè)量結(jié)果將有助于確定 SAR ADC 電路的最佳工作點(diǎn)。


　　RC 負(fù)載對(duì)運(yùn)算放大器的影響

　　對(duì)于最佳的 AC 性能，運(yùn)算放大器的輸出信號(hào)擺幅介于 450mV ~ 4.55V 之間。用于驅(qū)動(dòng) SAR ADC 運(yùn)算放大器的第二個(gè)重要參數(shù)就是要找出其驅(qū)動(dòng)不同的 RC 負(fù)載的極限。推薦在 ADC 輸入端采用 RC 濾波器限制輸入噪聲的帶寬，并幫助運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)由 SAR ADC 產(chǎn)生的開關(guān)電容負(fù)載。圖 1 示出了測(cè)試調(diào)整電路幫助確定具有 RC 負(fù)載的運(yùn)算放大器的驅(qū)動(dòng)極限。

　　首先，將RC電路的截止頻率定為1.5MHz。這一頻率限額是以在未來(lái)設(shè)計(jì)中將要采用的ADC預(yù)期采集時(shí)間為基礎(chǔ)設(shè)定的。另外，如欲保持截止頻率不變，則應(yīng)采用不同 RC 組合和不同信號(hào)頻率的測(cè)量工作。對(duì)于較低的頻率而言，使用較小阻值的電阻或較大容量的電容器。當(dāng)信號(hào)頻率增大時(shí)，阻值較大的電阻應(yīng)與容量較小的電容器配合使用，以保持相關(guān)性能的穩(wěn)定。

　　ADC 輸入的非線性特性

　　減小輸出電壓擺幅將有助于保持運(yùn)算放大器的性能，但還應(yīng)考慮信號(hào)的完整性及其對(duì)不同系統(tǒng)組件的影響，隨后可向ADC輸入端發(fā)送一個(gè)信號(hào)。圖2為常見(jiàn)的SAR ADC 輸入級(jí)。在流經(jīng)輸入靜電放電 (ESD) 保護(hù)二極管之后，則可對(duì)一個(gè)采樣電容器和兩個(gè)場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (FET) 開關(guān)中的信號(hào)進(jìn)行采樣。如果采用了理想的組件，本設(shè)計(jì)不會(huì)對(duì)采樣階段的運(yùn)算放大器的驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生任何影響。遺憾的是，這些組件并非理想的解決方案，特別是臨近電源軌的等效負(fù)載非線性特性，向緩沖電路提出了新的挑戰(zhàn)。

　　減小從運(yùn)算放大器至ADC輸入端的信號(hào)擺幅，將帶來(lái)諸多益處。在運(yùn)算放大器的輸出端應(yīng)用5V_PP的信號(hào)將減弱總諧波失真(THD)。另外，在 SAR ADC的輸入端應(yīng)用5V_PP的信號(hào)時(shí)，要求運(yùn)算放大器擁有強(qiáng)大的驅(qū)動(dòng)能力。以2.5V的偏移量，將信號(hào)電平從5V_PP減小到4.1V_PP，將同時(shí)為正、負(fù)電源軌增加450mV的裕度。

　　另一個(gè)問(wèn)題是：ADC的滿量程衰減。在ADC產(chǎn)品說(shuō)明書中，轉(zhuǎn)換器的額定電源電壓為5V，其額定滿量程 (FSR) 為一個(gè)5V_PP的信號(hào)。注意，ADC的輸入FSR取決于應(yīng)用參考電壓，可以針對(duì)新的運(yùn)行條件，對(duì)FSR進(jìn)行調(diào)整。當(dāng)使用的參考電壓為2.5V時(shí)，對(duì)于ADS8361而言，在2.5V或5V_PP時(shí)FSR 輸入信號(hào)將為 ±2.5V。將參考電壓調(diào)整為2.048V 后，在2.5V或4.1V_PP時(shí)，新的（調(diào)整后的）FSR 輸入信號(hào)將為 ±2.048V?，F(xiàn)在，在4.1V_PP的輸入信號(hào)中，我們就有了一個(gè)全16位的轉(zhuǎn)換功能，而無(wú)需衰減動(dòng)態(tài)范圍。

　　采集時(shí)間與吞吐率之間的關(guān)系

　　當(dāng)選擇 ADC 時(shí)，最重要的參數(shù)就是速度或吞吐率。該參數(shù)是采集（采樣）時(shí)間和轉(zhuǎn)換時(shí)間的組合。當(dāng)轉(zhuǎn)換時(shí)間的縮短超過(guò)產(chǎn)品說(shuō)明書中規(guī)定的限額時(shí)，將嚴(yán)重影響 ADC 的性能。采集時(shí)間決定著為采樣電容器充電的快慢，以達(dá)到規(guī)定的吞吐率。在采集時(shí)間臨近結(jié)束時(shí)，輸入采樣開關(guān)開啟，轉(zhuǎn)換過(guò)程隨即開始。在轉(zhuǎn)換周期即將結(jié)束時(shí)，從 ADC 所獲得的數(shù)據(jù)等同于轉(zhuǎn)換周期開始時(shí)（或采集周期結(jié)束時(shí)）采樣電容器上的電壓。不論 ADC 性能多么優(yōu)秀，如果沒(méi)有足夠的時(shí)間對(duì)采樣電容器進(jìn)行充分的充電，那么轉(zhuǎn)換結(jié)果將會(huì)出現(xiàn)與實(shí)際模擬輸入信號(hào)不符的情況。為了在系統(tǒng)設(shè)計(jì)期間控制上述參數(shù)，有兩種方法可供選擇：1）采用輸出阻抗低、運(yùn)行速度快的運(yùn)算放大器，或 2）在 ADC 模擬輸入端采用高截止頻率的 RC 濾波器。這種方法可導(dǎo)致運(yùn)算放大器穩(wěn)定性方面的問(wèn)題，同時(shí)會(huì)給輸入模擬緩沖電路帶來(lái)較大的噪聲影響。也可以使用運(yùn)行速度適中的運(yùn)算放大器和較低截止頻率的 RC 濾波器，延長(zhǎng)轉(zhuǎn)換器的采集時(shí)間。

　　優(yōu)化RC實(shí)現(xiàn)特定的頻率性能

　　首先，選擇適合系統(tǒng)電源軌的運(yùn)算放大器，并記錄下這種放大器的輸入和輸出極限，同時(shí)弄清楚ADC輸入范圍調(diào)整的可能性，以便更好地與運(yùn)算放大器的性能相匹配。其次，確定適當(dāng)?shù)牟杉瘯r(shí)間，并相應(yīng)地設(shè)定系統(tǒng)時(shí)序。然后，選擇RC電路中的相關(guān)數(shù)值， 采集時(shí)間和RC濾波器時(shí)間常數(shù)之間的比率 (k) 取決于ADC的分辨率。最后，選擇具備足夠增益帶寬的運(yùn)算放大器來(lái)驅(qū)動(dòng)該RC電路，而且所選的運(yùn)算放大器應(yīng)具有適當(dāng)?shù)恼{(diào)整時(shí)間。對(duì)許多不同SAR轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，該設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路的程序非常穩(wěn)健而有效。然而，有時(shí)候作為能夠改善性能系統(tǒng)的RC濾波器的一些優(yōu)化措施而言，這僅僅是一個(gè)開始。
　　在優(yōu)化ADS8361前端的輸入RC濾波器之前，需要確定有關(guān)的工作條件：輸入時(shí)鐘頻率為9.9968MHz，采樣頻率為199.936kSps；由這兩個(gè)數(shù)值得到ADC轉(zhuǎn)換時(shí)間為1.6ms，采樣時(shí)間為3.4ms。因此，該轉(zhuǎn)換器需要12個(gè)時(shí)間常數(shù)的外部RC濾波器來(lái)相應(yīng)的采集時(shí)間匹配。這種條件可將RC電路的帶寬設(shè)置為：

　　其中：k =12，由此可以實(shí)現(xiàn)562kHz的帶寬。

　　低噪聲系統(tǒng)可以采用盡可能高的帶寬，但是，也不要把帶寬設(shè)置得過(guò)高。因?yàn)閹捲礁?，其所允許的噪聲也就越高，所以應(yīng)在 RC 設(shè)定時(shí)間和該帶寬之間取得一個(gè)平衡值。為了確定 RC 濾波器的最佳值，我們使用一個(gè)低輸出阻抗的信號(hào)源。注意，最終計(jì)算結(jié)果應(yīng)包括信號(hào)源的輸出阻抗。在該示例中，該阻抗為 20Ω。從這些測(cè)量結(jié)果中發(fā)現(xiàn)，當(dāng) k = 7 時(shí)，可獲得最佳 THD 值；而當(dāng) k = 6 時(shí)，可獲得最佳的 SFDR 值。并且，k 值越小，RC 濾波器的帶寬也就越低，從而降低了噪聲。然而，當(dāng) k 值變小時(shí)，性能也隨之降低。出現(xiàn)這種情況是因?yàn)闀r(shí)間常數(shù)太大，而且它不能對(duì)采樣電容器上的輸入電壓進(jìn)行相應(yīng)的設(shè)置，從而導(dǎo)致測(cè)量誤差的出現(xiàn)。

　　結(jié)論

　　為了完成信號(hào)鏈的最終性能評(píng)估，選用當(dāng)k = 6.36或截止頻率 = 298kHz 時(shí)的RC濾波器。在這種前提下，我們采用一只2.2nF的COG型電容器和一只243Ω的電阻。

　　當(dāng)采用ADC最高的采樣速度時(shí)，采集時(shí)間為 400ns。采用上述相同標(biāo)準(zhǔn)（k = 6.36）時(shí)，一階濾波器的有效噪聲帶寬為 4MHz。當(dāng)采集時(shí)間由 400ns 延長(zhǎng)至 3.4ms 時(shí)，有效噪聲帶寬則下降為 562kHz。圖 3為最終調(diào)整圖。