寬帶放大器的設(shè)計(jì)方法以及仿真
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通過(guò)理想的仿真計(jì)算，該設(shè)計(jì)選用了6×30μm的增強(qiáng)型PHEMT器件，Craig Moore的198?年的設(shè)計(jì)中在MESFET管的漏極增加了一些額外的匹配元件，以保證有效輸出電容和柵極輸入容抗相同。此時(shí)輸入和輸出的集總參數(shù)傳輸線將是對(duì)稱的，其相位延遲也相同。文章還比較了這種輸入輸出傳輸線對(duì)稱的匹配方案和另一種漏級(jí)電容獨(dú)立優(yōu)化的方案(漏極電感和柵極不對(duì)稱)。對(duì)于這個(gè)簡(jiǎn)單的3級(jí)PHEMT設(shè)計(jì)，柵極和漏極輸入線的相移差別很小，這里就采用較簡(jiǎn)單的非對(duì)稱方案。如果輸入輸出傳輸線的相位差較大，這種方案的就不能有效的合并各級(jí)的增益。下一步使用TriQuint公司提供的電感、電阻、電容以及互連線模型取代理想元件，進(jìn)行更真實(shí)的仿真。圖3顯示了期望的最終放大電路的增益、匹配度、穩(wěn)定因子和噪聲系數(shù)。仿真中采用了30mA和3.3V的直流偏置設(shè)計(jì)，以限制其功耗在100mW以內(nèi)，并實(shí)現(xiàn)了輸出功率和三階互調(diào)截止點(diǎn)的折中。圖4是該電路的版圖，同時(shí)還包含了兩個(gè)有探針接入端的測(cè)試模型管：一個(gè)是設(shè)計(jì)中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT，另一個(gè)是普通的6×50μm耗盡型PHEMT。
本文引用地址：http://m.butianyuan.cn/article/186952.htm
圖4：3級(jí)分布式放大器的版圖(包括180μm柵寬的增強(qiáng)型測(cè)試建模管和一個(gè)300μm柵寬的耗盡型測(cè)試建模管)。
一個(gè)典型的分布式放大其中有一半的功率被輸出傳輸線的50歐負(fù)載所吸收，為了提高輸出效率，人們通常采用一些技巧，如漸縮型傳輸線方法。本設(shè)計(jì)采用了50歐姆輸入輸出線，為了減少DC功率的消耗，該傳輸線的一端的50歐姆終結(jié)負(fù)載和一個(gè)較大的電容(25pF)串聯(lián)后，再通過(guò)通孔接地，這樣既能保證射頻信號(hào)接地，又能實(shí)現(xiàn)隔直流的效果。漏極較大的直流供電電流只流經(jīng)低阻抗的電感元件，而不是50歐的終結(jié)負(fù)載(如圖5)，這樣可以有效的減小50歐終結(jié)電阻上的功耗。這里漏極電感的大小也是一個(gè)重要的設(shè)計(jì)參數(shù)，該電感直接影響電路在1GHz附近的低頻滾降速度，如果增大電容將會(huì)減小滾降速度，但是同時(shí)會(huì)增加串聯(lián)電阻，從而提高直流功耗，而且較大的電感也會(huì)增大版圖面積。
在提交產(chǎn)線流片之前，各設(shè)計(jì)還必須經(jīng)過(guò)嚴(yán)格的設(shè)計(jì)規(guī)則檢查DRC(design-rule check)，自198?年第一次MMIC設(shè)計(jì)課程開(kāi)始，約翰·霍普金斯大學(xué)就采用ICED(ICEDitor)軟件，并采用TriQuint提供的DRC規(guī)則進(jìn)行設(shè)計(jì)規(guī)則檢查。另外還使用了“版圖轉(zhuǎn)電路圖”LVS(Layout Versus Schematic)工具進(jìn)一步比較從ADS中提取出來(lái)的網(wǎng)表是否符合ICED軟件中的實(shí)際電氣連接。有時(shí)設(shè)計(jì)雖然能通過(guò)DRC檢查，但是仍然會(huì)有一些致命的錯(cuò)誤，只有LVS工具才能發(fā)現(xiàn)這些問(wèn)題。新版本的ADS已經(jīng)具備內(nèi)置的連接性檢查功能，可以排除一些連接性錯(cuò)誤，但是外部的LVS檢測(cè)仍然是很有必要的。
圖5：分布式放大器電路的直流等效電路，可以看出流經(jīng)電感L35的電流只引起很小的壓降。
圖6：實(shí)測(cè)的輸出功率和效率結(jié)果。
表1：PHEMT分布式放大器在3.3V電壓和25mA電流偏置下的各項(xiàng)指標(biāo)實(shí)測(cè)結(jié)果。
圖6和表1是整個(gè)電路的實(shí)際測(cè)試結(jié)果?？梢钥吹皆?.3V的24mA直流供電下，該電路達(dá)到了10%的功率附加增益PAE(Power Added Effeciency)以及+10dBm的輸出功率。噪聲系數(shù)的實(shí)測(cè)值和仿真值也很接近(圖7)，在5到6GHz頻段，噪聲系數(shù)僅為2dB，這在具備1~10GHz的10倍頻程(decade)帶寬的電路中算是很出色的表現(xiàn)了。54平方密爾(mil-square)的芯片上還放置了很多其它器件，包括一個(gè)設(shè)計(jì)中采用的6×30μm增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管。在3V和3.3 V電壓下，8~9mA電流時(shí)，分別測(cè)試了這個(gè)模型管，并將其S參數(shù)用于電路進(jìn)行二次仿真。圖8為該P(yáng)HEMT模型管的版圖。圖9和圖10則是針對(duì)測(cè)試管的實(shí)測(cè)和仿真數(shù)據(jù)的比較。由于測(cè)試的參考面不同，測(cè)試模型管的寄生參數(shù)和實(shí)際電路中使用的晶體管有微小的區(qū)別，正是這些巨別導(dǎo)致了測(cè)試值和再仿真結(jié)果(使用ADS和Sonnet軟件)在高頻段有一些差別。對(duì)以單獨(dú)的6×30μm模型管而言，其實(shí)測(cè)值和使用TOM模型的ADS仿真值非常接近。
圖7：使用噪聲分析儀測(cè)試的增益和噪聲系數(shù)，和ADS仿真的結(jié)果對(duì)比。
圖8：6×30μm柵寬的增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管的版圖。
圖9：實(shí)測(cè)的(藍(lán)色)增強(qiáng)型PHEMT測(cè)試建模管的前向傳輸參數(shù)S21和仿真結(jié)果(紅色)的對(duì)比。
MMIC建模非常復(fù)雜，例如，在仿真時(shí)是否可以忽略互連線的影響。忽略互連線可以極大的簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，而且在2.4GHz以下，互聯(lián)的影響很小。通常這些互聯(lián)微帶線的模型都是在其長(zhǎng)度超過(guò)幾倍襯底厚度的情況下建模的，而實(shí)際MMIC設(shè)計(jì)中很少會(huì)發(fā)生這種情況。典型的微帶線模型一般都會(huì)高估其長(zhǎng)度(即電感)效應(yīng)。另外，還要考慮是否需要一個(gè)電磁仿真，以確保原始設(shè)計(jì)中忽略的寄生參數(shù)不會(huì)有太大的影響。除非設(shè)計(jì)者確實(shí)想壓縮版圖面積，否則采用3到5倍的線寬(而不是3到5倍的襯底厚度)做為元件間隔，一般都不會(huì)有問(wèn)題。
評(píng)論