電流反饋運放大器工作原理問與答

問：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會不會在使用它時會受到限制?

答：你說得對。CFA反向輸入端電流噪聲比較高，大約為20~30pA/Hz。但是與類似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低，一般小于2nV/Hz，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ。在增益為1時，CFA的主要噪聲源是流過反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產(chǎn)生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源。當(dāng)增益增加時(減小輸入電阻RG)，由輸入電流噪聲產(chǎn)生的輸出電壓噪聲不會增加，這時運放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源。比如，當(dāng)增益為10時，輸入噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓折合到輸入端僅為15nV/，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上，這樣總的輸入噪聲電壓僅為25nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應(yīng)用中，CFA是很吸引人的。

問：用CFA構(gòu)成四電阻差動放大器會怎么樣?會不會因CFA的兩個輸入端電阻不平衡而不適用于這類電路?

答：你問得好!這是對CFA常有的誤解。CFA的兩個輸入端電阻確實不匹配，但理
想差動放大器的傳遞函數(shù)照樣可以用。兩個輸入電阻不相同會有什么樣結(jié)果?低頻時，四電阻差動放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定，01%的電阻匹配相應(yīng)的CMR約為66dB；高頻時，要關(guān)心的問題是輸入阻抗形成的時間常數(shù)的匹配。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容，在1MHz時CMR柯達到60dB。由于CFA的輸入級不平衡，其輸入電容不可能匹配好。這意味著為減少時間常數(shù)失配，在某些運放的同相輸入端須接一個外部電阻(100至200Ω)。如果仔細選擇電阻，那么CFA也能產(chǎn)生與VFA相當(dāng)?shù)母哳lCMR。在犧牲一部分信號帶的情況下
外加手調(diào)電容可以進一步提高VFA和CFA的性能。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動
放大器，如AD830。無需電阻匹配，它在1MHz時CMR大于75dB，在10MHz時CMR約為53dB。

問：你認(rèn)為用反饋電容調(diào)節(jié)放大器帶寬情況會怎樣?反相輸入端低阻抗會不會使CFA對此節(jié)點上的旁路電容敏感性減小?容性負載情況又會怎樣?

答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個電容的情況。對于VFA，在噪聲增益范圍內(nèi)，會產(chǎn)生一個極點，但對CFA，在其反饋電阻范圍內(nèi)要出現(xiàn)一個極點和一個零點，如圖4所示。請記住，反饋電阻與開環(huán)互阻交點處的相位裕度決定閉環(huán)穩(wěn)定性。電容CF與RF并聯(lián)后的反饋電阻為：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

圖4 電容反饋電容的作用

極點出現(xiàn)在1/2πRFCF，零點出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與Z
OC 交點處頻率太高，開環(huán)相移太大會引起不穩(wěn)定。對于積分電路，若RF→∞，極點
出現(xiàn)在低頻處，在高頻處幾乎沒有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益，用一個電阻與
積分電容串聯(lián)用來限制高頻環(huán)路增益，這樣可以穩(wěn)電流反
饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結(jié)構(gòu)，例如阻容并聯(lián)的反饋濾波器，但用CFA構(gòu)成
的SallenKey濾波器除外，因為它被用作固定增益單元電路。總之，不希望在CFA的RF兩端并接電容。另一個要考慮的問題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響。記得VFA，旁路電容會在噪聲增益上建立一個零點，增加噪聲增益與開環(huán)增益間的閉合速度(rate of closure)，若不進行頻率補償，產(chǎn)生過大的相移會導(dǎo)致電路不穩(wěn)定。對CFA，旁路電路有同樣的影響，只不過此問題講得較少。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達式可寫作：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點出現(xiàn)在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］，見圖5中f Z1 。這個零點使CFA產(chǎn)生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低，零點的轉(zhuǎn)折頻率變高?？紤]寬帶VFA的RF=750Ω，RG=750Ω，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］處的零點頻率約為40MHz，RO為40Ω而其它電路參數(shù)完全相同的CFA將把零點抬高到400MHz左右。對于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運放，VFA需要有反饋電容補償，以減小C IN 的影響，同時要減小信號帶寬。CFA雖然因零點會有一些附加的相移，但由于轉(zhuǎn)折頻率高十倍，受C IN 的影響就沒有VFA那么大。CFA的信號帶寬比VFA要大，若要求通帶內(nèi)平坦或脈沖響應(yīng)最優(yōu)，也可以進行補償。為減小ZF和Z OL 之間的閉合速度，加一個小電容并聯(lián)在RF上，就可以改善響應(yīng)。要至少保證45°的相位裕度，應(yīng)當(dāng)選擇反饋電容放到ZF與ZOL 相交的極點處，如圖5中fP點。請不要忘記反饋電容所產(chǎn)生的高頻零點f Z2
的影響。

圖5 反相輸入端旁路電容的作用

CFA中負載電容呈現(xiàn)出和VFA中一樣的問題：增加誤差信號相移，引起相位裕度變小，可能產(chǎn)
生不穩(wěn)定。處理容性負載有幾種公認(rèn)的電路方法，但對于高速運放，最好的方法是在運放的
輸出端串聯(lián)一個電阻(見圖6)，在反饋環(huán)的外面有了與負載電容串接的電阻，放大器不直接

圖6 驅(qū)動容性負載的串聯(lián)輸出電視

驅(qū)動純?nèi)菪载撦d。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益。不管采用什么方法，帶寬、壓擺率
及建立時間總會有些損失。最好根據(jù)要求的特性，如最快上升時間、達到規(guī)定精度的最快建
立時間、最小過沖或通帶平坦性，用實驗方法對具體放大電路進行優(yōu)化。

問：為什么你們的CFA沒有一個能提供真正單電源工作且允許信號擺幅達到一個
或兩上電源限?

這是人們喜愛VFA電路結(jié)構(gòu)的原因之一。放大器要給出良好的電流驅(qū)動能力。并且使信號擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級。共射極輸出級允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出晶體管的V CE 飽和壓降。在現(xiàn)有的制造工藝中，這類輸出級不會提供射極跟隨器那樣的速度，其部分原因在于它增加了電路的復(fù)雜性且有較高的固有輸出阻抗。由于CFA是專門為超高速運放和電流輸出發(fā)展起來的，所
以輸出級用射極跟隨器電路是其特有的設(shè)計。隨著高速運放制造工藝的發(fā)展，例如ADI公司的超高速互補雙極型工藝(XFCB)，現(xiàn)在已經(jīng)能夠設(shè)計出共射極輸出超高速運放(例如AF8041)，其帶寬為160MHz，壓擺率為160V/μs，+5V單電源供電。這種運放采用電壓反饋，雖然在某種程度也使用了電流反饋，其速度還是受輸出級限制。采用XFCB工藝制造的射極跟隨器作為輸出級的VFA和CFA的壓擺率，都比AD8041快得多。另外，單電源運放輸入級采用PNP差動對管，允許共模輸入范圍低到電源下限(通常是接地電位)。要為CFA設(shè)計出這樣的輸入級，是目前面臨的主要問題。

然而，CFA可以用于單電源應(yīng)用場合。ADI公司提供了許多+3V和15V單電源工作的運放。必須牢記的是，在應(yīng)用中，只有信號在允許的輸入電壓和輸出電壓范圍內(nèi)，器件才會在偏離單電源情況下工作得很好。這就要求電平移動或交流耦合，并且偏置到適當(dāng)范圍。在大多數(shù)單電源系統(tǒng)中，已經(jīng)考慮到這種要求。如果系統(tǒng)動態(tài)范圍必須達到電源的正負限之一或兩者，或者如果是在交流耦合應(yīng)用中要求有最大余量(headroom)，CFA可能就不是最好的選擇。當(dāng)驅(qū)動大負戴時，正負電源限之間的輸出擺幅性能也是一個考慮因素，在驅(qū)動50Ω或75Ω電纜時，許多電源正負限器件的輸出并不能接近電源限，因為輸出電流增加時，V ＣＥＳＡＴ 飽和電壓也增大。如果你確實需要電源限輸出性能，那就不必選用CFA。如果你要求超高速和電流輸出，這才是CFA獨特之處。