了解高速ADC的交流特性

在消費、醫(yī)療、汽車甚至工業(yè)領(lǐng)域，越來越多的電子產(chǎn)品利用高速信號技術(shù)來進行數(shù)據(jù)和語音通信、音頻和成像應(yīng)用。盡管這些應(yīng)用類別處理的信號具有不同帶寬，且相應(yīng)使用不同的轉(zhuǎn)換器架構(gòu)，但比較候選ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)及評估具體實施性能時，這些應(yīng)用具有某些共同特性。具體而言，從事這些不同應(yīng)用類別的設(shè)計師需要考慮許多常見的轉(zhuǎn)換器交流性能特征，這些特征可能決定系統(tǒng)的性能限制。

量化

所有ADC 接收在時間和幅度上連續(xù)的輸入信號，并輸出量化的離散時間樣本。ADC 的雙重功能(量化和采樣)提供從模擬到數(shù)字信號域的有效轉(zhuǎn)換，但每種功能對轉(zhuǎn)換器交流性能均有影響。

由于數(shù)字轉(zhuǎn)換器用于分析連續(xù)輸入信號的代碼數(shù)量有限，其輸出會在鋸齒波形上產(chǎn)生誤差函數(shù)。鋸齒邊沿對應(yīng)于ADC 的碼字躍遷。

為了測量量化誤差的最佳情況下的噪聲作用，假設(shè)將滿量程正弦波輸入完美數(shù)字轉(zhuǎn)換器：

其中q 是LSB 的大小，N 是位數(shù)。該波形的均方根幅度即為幅度除以2 的平方根。

均方根量化噪聲為

均方根滿量程信號與均方根量化噪聲之比為ADC 提供了理想SNR，可用分貝表示：

(公式1)

請記住，該公式給出的是N 位轉(zhuǎn)換器的理論限制。真實量化器無法達到這一性能水平，同時真實轉(zhuǎn)換器還有其他噪聲源，但這一數(shù)字可以作為判斷候選ADC 的參考。

采樣

在采樣器特性中，最為人熟悉的是在大于采樣速率一半的頻率(fs/2)下混疊信號能量的特性。這一半采樣速率限制稱為奈奎斯特頻率，用于將頻譜分割為大小相等的區(qū)段，即奈奎斯特區(qū)。第一奈奎斯特區(qū)范圍從DC 至fs/2。第二奈奎斯特區(qū)占據(jù)fs/2 至fs 之間的頻譜，依此類推。

現(xiàn)實中，采樣器混疊所有奈奎斯特區(qū)上的信號。例如，頻率fa下的基帶信號鏡像呈現(xiàn)為fs ± fa、2fs ± fa，依此類推(圖1a)。同樣，出現(xiàn)在采樣頻率附近的信號將向下混疊至第一奈奎斯特區(qū)。該信號的鏡像也將出現(xiàn)在第三及第四奈奎斯特區(qū)內(nèi)(圖1b)。因此輸入信號能量不在所需奈奎斯特區(qū)內(nèi)的采樣器在混疊作用下將產(chǎn)生該信號在所需奎斯特區(qū)內(nèi)的鏡像。

顯示為fa(圖1b)的帶外信號能量不一定來自預(yù)期信號源。相反，該能量可能源自噪聲源、帶外干擾源或采用預(yù)期輸入信號工作的電路元件產(chǎn)生的失真積。當為您的應(yīng)用決定必要的失真性能時，這是一項重要的考慮因素。

a的鏡像)與采樣頻率fs 及其諧波(A)出現(xiàn)偏移。頻譜偏移等于±fa。出現(xiàn)在采樣速率附近的信號、噪聲和干擾頻譜向下混疊至基帶(B)內(nèi)。鏡像也將出現(xiàn)在較高奈奎斯特區(qū)內(nèi)。>

圖1：采樣器導(dǎo)致基帶信號fa的鏡像)與采樣頻率fs 及其諧波(A)出現(xiàn)偏移。頻譜偏移等于±fa。出現(xiàn)在采樣速率附近的信號、噪聲和干擾頻譜向下混疊至基帶(B)內(nèi)。鏡像也將出現(xiàn)在較高奈奎斯特區(qū)內(nèi)。

通過在信號鏈內(nèi)采樣器輸入之前加入基帶抗混疊濾波器，可以減小采樣器可用的帶外信號能量。雖然理論上可以僅在需要數(shù)字化的最高頻率到達兩倍時采樣，模擬域內(nèi)不存在所謂的磚墻式濾波器，即零過渡帶的濾波器。過采樣，即在大于2fs 的頻率下采樣，為抗混疊濾波器過渡帶提供一些頻譜空間。

如果ADC 量化噪聲與交流輸入信號無關(guān)，則噪聲分布于第一奈奎斯特區(qū)中。在這種情況下，過采樣還會通過加寬奈奎斯特區(qū)減少有效量化噪聲，從而在采樣速率每次加倍時將SNR(信噪比)增加3 dB。這相當于具有固定通帶的抗混疊濾波器。如果進行充分過采樣，抗混疊濾波器可削弱帶外信號成分，使其混疊鏡像保持在本底噪聲以下。

應(yīng)注意，如果輸入信號鎖定在采樣頻率的整數(shù)約數(shù)處，量化噪聲將不再表現(xiàn)為奈奎斯特區(qū)中的均勻能量分布。這種情況下，量化噪聲將表現(xiàn)為關(guān)于信號諧波的群集。為此，在選擇采樣速率時，應(yīng)仔細考慮應(yīng)用信號的頻譜特性。

SINAD 和ENOB

如果失真積和帶外頻譜成分混疊無法保持在本底噪聲以下，則會形成SINAD(信號-噪聲和失真比)。轉(zhuǎn)換器在輸入信號額定條件下將以dB 表示SINAD。轉(zhuǎn)換器ENOB(有效位數(shù))可能是ADC 最常提到的交流規(guī)格，它便是以位而非dB表示的SINAD：

(公式2)

如果失真積和混疊信號能量保持在本底噪聲以下，則SINAD= SNR。在此情況下，公式2 只是公式1 對N 求解的調(diào)整形式。更常見的情況是SINAD n(i)是來自起作用源的噪聲，作用源處于由m 個不相關(guān)源組成的系統(tǒng)內(nèi)。

起作用噪聲源之一來自采樣時鐘邊沿時序的不確定性，產(chǎn)生孔徑抖動噪聲。可以說，該噪聲得出采樣器正在針對移動目標捕捉交流信號的事實。采樣邊沿時序的變化導(dǎo)致采樣器捕捉幅度的統(tǒng)計分布，即噪聲(圖3)。信號頻率越高，信號斜率或壓擺率越大，因此邊沿時序既定變化導(dǎo)致的幅度誤差越大。這樣，既定孔徑抖動量的效果便取決于信號頻率。

圖3：孔徑抖動(采樣時間上的不確定性)產(chǎn)生噪聲幅度，由于抖動時間內(nèi)的信號壓擺，該幅度取決于信號頻率。

由孔徑抖動引起的SNR 為

(公式3)

其中f 是信號頻率，tj 是均方根孔徑抖動。通常在挑選ADC時，問題在于目標應(yīng)用在既定頻率信號的SNR 要求下可以容忍的最大幅度抖動。整理公式3 得出

(公式4)

請注意，除了轉(zhuǎn)換器內(nèi)的抖動源外，您的應(yīng)用電路內(nèi)也有抖動源。因此，電路實現(xiàn)的凈性能與轉(zhuǎn)換器選擇和設(shè)計其他方面(通常是時鐘產(chǎn)生電路和電路板布局)的品質(zhì)都有關(guān)系。

為了解抖動影響既定ENOB 最大信號頻率的程度，可分別來看1 ps 和2 ps 抖動噪聲遠超其他性能限制參數(shù)的兩個系統(tǒng)。整理公式4，我們可以針對既定抖動計算產(chǎn)生指定ENOB(或SNR)的最大信號頻率。

表1. 對比抖動時間相差兩倍的系統(tǒng)

失真積

信號鏈內(nèi)的非線性造成了許多失真積，通常是HD2(第二諧波失真)、HD3(第三諧波失真)、IMD2(二階交調(diào)失真)和IMD3(三階交調(diào)失真)。線性電路內(nèi)的失真傾向于隨信號接近有源元件線性工作范圍的極限而逐漸增加。在代碼空間突然結(jié)束的ADC 內(nèi)則不是這樣。

因此，重要的是輸入跨度內(nèi)有足夠的范圍容納您要進行低失真量化的預(yù)期輸入幅度，特別是在處理復(fù)雜寬帶信號時。最終，選擇標稱輸入幅度是為了平衡信號跨度余量，避免限制優(yōu)化SNR 的需要。

顧名思義，諧波失真會產(chǎn)生數(shù)倍于信號頻率的信號偽像。相比之下，交調(diào)失真源自包含兩個或兩個以上頻率信號(事實上是任何復(fù)雜波形)的信號處理非線性，從而產(chǎn)生輸入頻率之和或差。

在窄帶應(yīng)用中，嚴格調(diào)諧的抗混疊濾波器可削弱某些諧波失真積，甚至IMD2 的加性分量(圖4)。另一方面，出現(xiàn)在2f2 - f1 和2f1 - f2 的IMD3 減性分量由于可出現(xiàn)在信號頻譜內(nèi)而較為不利。

圖4：5 MHz 和6 MHz 雙音輸入信號說明了HD2(10 MHz 和12 MHz 下)、HD3(15 MHz 和18 MHz 下)、IMD(1 MHz和11 MHz 下)和IMD3(4 MHz 和7 Mhz 下)。其中，IMD3 積由于接近源信號，最難通過抗混疊濾波器削弱。

無雜散動態(tài)范圍(SFDR)

SFDR(無雜散動態(tài)范圍)衡量的只是相對于轉(zhuǎn)換器滿量程范圍(dBFS)或輸入信號電平(dBc)的最差頻譜偽像。比較ADC時，請務(wù)必確定兩種基準電平以及工作和信號條件。在數(shù)據(jù)手冊規(guī)格間直接進行比較需要基準和信號相匹配(圖5)。

圖5：轉(zhuǎn)換器制造商可以就轉(zhuǎn)換器滿量程(dBFS)或具體輸入信號幅度(dBc)規(guī)定SFDR 性能。在進行數(shù)值對比前，請確保候選轉(zhuǎn)換器是以相似方式進行性能規(guī)定的。

雖然SFDR 表現(xiàn)為轉(zhuǎn)換器規(guī)格表內(nèi)的數(shù)值，該測量值本身只是采樣速率、信號幅度、信號頻率和共模工作點的參數(shù)。只有考察候選轉(zhuǎn)換器的特性曲線，才能深入了解轉(zhuǎn)換器在近似于目標應(yīng)用的工作和信號條件下的性能。