分析便攜式設(shè)備中的電源效率

　　上述電壓參考在低頻率下支持90dB。輸出電壓變化的標(biāo)準(zhǔn)偏差是 0.5%，在–40℃至125℃溫度范圍內(nèi)的溫度系數(shù)為15ppm/℃。這些特性可在1.6V至5.5V的電源電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)。可實(shí)施各種用于為電壓參考實(shí)現(xiàn)輸入噪聲抗擾度的方法。

　　介紹

　　幾乎每款模擬電路都需要高精度高穩(wěn)定參考電壓或電流源。不過，在選擇片上系統(tǒng)(SoC) 技術(shù)時(shí)，參考電壓模塊不應(yīng)成為限制因素。也就是說這類系統(tǒng)所選用的技術(shù)工藝對(duì)于參考電壓源來說并不一定總是最理想的。因此，其設(shè)計(jì)應(yīng)該更穩(wěn)健，才能適應(yīng)各種技術(shù)工藝的變化。

　　電池通?？勺鳛?em>SoC的電源。這就更需要提高工作在大電源電壓范圍內(nèi)的電壓參考源的線性穩(wěn)壓性能。要延長電池使用壽命，就需要低靜態(tài)電源電流。同時(shí)，還需要在寬泛頻率下實(shí)現(xiàn)高電源抑制比(PSRR)，以抑制來自高速數(shù)字電路、降壓轉(zhuǎn)換器或片上其它開關(guān)電路的噪聲。本文主要介紹具有高PSRR的超低靜態(tài)電流帶隙電壓參考。

　　基本帶隙電壓參考結(jié)構(gòu)

　　改善 PSRR的主題思想是在低壓降穩(wěn)壓器(LDO)后面布置一個(gè)帶隙電壓源?，F(xiàn)有線性穩(wěn)壓器拓?fù)?/strong>在靜態(tài)電流、DC負(fù)載穩(wěn)壓、瞬態(tài)響應(yīng)、去耦電容以及硅芯片面積要求方面存在很大差異。由于我們的目標(biāo)是在沒有外部電容器的情況下，在同一芯片上提供全面集成型LDO，因而典型LDO結(jié)構(gòu)并不適合。

　　這些結(jié)構(gòu)與超低靜態(tài)電源電流相矛盾。為了緩解這一矛盾，您可為LDO 使用與參考源相同的帶隙。不宜采用標(biāo)準(zhǔn)LDO結(jié)構(gòu)的原因在于它需要輸出電容器來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定工作。最佳選項(xiàng)是帶一個(gè)增益級(jí)的結(jié)構(gòu)，其無需輸出電容器便可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定。

　　低壓降穩(wěn)壓器

　　圖1是該設(shè)計(jì)[1]中所使用LDO的內(nèi)核及其簡化原理圖。圖1[2]中的M0和M4代表翻轉(zhuǎn)電壓跟隨器(FVF)，其可實(shí)施無逆向功能及相關(guān)極點(diǎn)的單級(jí)穩(wěn)壓。靜態(tài)電流由晶體管M1和M3確定。晶體管M2 可作為共柵放大器。

　　LDO的開環(huán)增益由第一個(gè)級(jí)聯(lián)級(jí)(即晶體管M2和M3)決定?？勺鳛樨?fù)載的 M4 PMOS跟隨器存在低阻抗源，因此 FET M0的輸出增益接近1。在圖2中的小型信號(hào)等效電路的幫助下，對(duì)所推薦的 LDO結(jié)構(gòu)進(jìn)行穩(wěn)定性分析，結(jié)果顯示只有一個(gè)極點(diǎn)(公式1)：

　　可作為補(bǔ)償電容器的M0柵源電容器可創(chuàng)建 LDO的主極點(diǎn)。因此無需去耦片外電容器，便可使LDO[3]穩(wěn)定。

　　圖1.具有翻轉(zhuǎn)電壓跟隨器、無輸出電容器的LDO

　　圖2.LDO的小型信號(hào)等效電路

　　這種LDO的另一項(xiàng)優(yōu)勢是簡單的自啟動(dòng)程序，其無需專用電路。最初，在電壓VDD 為 0 時(shí)，VOUT也為 0，跟隨器M4 在無反饋的情況下關(guān)閉，M1的偏置電流大于M3的偏置電流。因此，柵極電壓M0 不僅可降低，而且還可驅(qū)動(dòng)輸出電壓VOUT至所選的輸出電壓值。
　　這種架構(gòu)的缺點(diǎn)是線路穩(wěn)壓及 PSRR差。原因在于低開環(huán)增益，因?yàn)樗鼉H由一個(gè)增益級(jí)決定。合理的解決方案可能是第一級(jí)的級(jí)聯(lián)電流源，其可提高增益，進(jìn)而可提高線路穩(wěn)壓性能和PSRR。

圖1中的LDO輸出電壓為(公式2)：

　　其中，VSET為參考電壓，VGS,M4是M4的柵源電壓。

　　因此，輸出電壓對(duì)溫度和工藝變化極為敏感。要避免這種問題，就必須創(chuàng)建一個(gè)更為理想的跟隨器，其中 M4 是反饋環(huán)路的一部分(圖3)。

　　圖3.M4位于放大器反饋環(huán)路中、無輸出電容器的LDO。

　　這種情況下的輸出電壓為公式3：

　　其中，A0是放大器的開環(huán)增益反饋。對(duì)于高反饋放大器增益而言，可使用公式4：

　　圖4.具有電阻式分壓器、M4位于放大器反饋環(huán)路、無輸出電容器的LDO

　　在反饋環(huán)路(圖4)中添加電阻式分壓器后，輸出電壓轉(zhuǎn)變?yōu)椋?/p>

　　VOUT=VSET(1+R1/R2)

　　FVF反饋放大器不影響整體 LDO穩(wěn)定性，因?yàn)樗挥谥鱈DO反饋環(huán)路的外部。對(duì)于本地反饋環(huán)路而言，只要求設(shè)計(jì)方案穩(wěn)定。

　　帶隙內(nèi)核說明

　　所選用的帶隙內(nèi)核(圖5)采用在標(biāo)準(zhǔn)CMOS 技術(shù)中廣泛使用的經(jīng)典結(jié)構(gòu)。

　　圖5.所推薦帶隙電壓參考內(nèi)核的簡化方框圖

　　通過添加雙極性晶體管的負(fù)溫度系數(shù)基射極間電壓，可獲得帶隙電壓的低溫系數(shù)，從而可通過在不同電流密度下偏置的兩個(gè)基射極間電壓之差獲得正溫度系數(shù)電壓。為電阻器R2和R3選擇相等的值，參考電壓就可表示為公式5：

　　其中VEB是Q1的基射極間電壓，VT是熱電壓，IQ1和IQ2是通過晶體管Q1和Q2的電流，而 IS,Q1和IS,Q2則分別是Q1和Q2的飽和電流。

　　誤差源

　　要為任何帶隙電壓參考實(shí)現(xiàn)良好的精確度，必須定義總體精度誤差的主要形成因素[4]。以下是所推薦架構(gòu)的最大誤差源：

　　放大器失調(diào)電壓

　　電阻器R1與R2之間的不匹配

　　雙極性晶體管的飽和電流不匹配

　　電阻器R1、R2和R3的變化

　　放大器失調(diào)電壓

　　放大器失調(diào)電壓對(duì)于參考電壓精確度來說很關(guān)鍵，因?yàn)樗ㄟ^與發(fā)射-基極電壓差相同的方式放大。盡管我們可以通過增大雙極性晶體管的面積比來減少對(duì)放大器失調(diào)電壓的影響，但由于電壓差具有對(duì)數(shù)尺度，因此我們會(huì)受到這個(gè)比例的合理值限制。在本例中，我們選擇的比例為24。

　　對(duì)放大器失調(diào)電壓影響最大的是輸入級(jí)晶體管閥值電壓變化。它可通過增大放大器輸入對(duì)的尺寸來改善(公式6)。

　　電阻器R1與R2之間的不匹配

　　電阻器R1與R2之比可定義公式5中正溫度系數(shù)項(xiàng)的增益。為了讓該增益系數(shù)準(zhǔn)確，我們使用較大面積單位電阻器。使用特殊的電阻器布局，可實(shí)現(xiàn)0.1%的誤差比例精度。

　　雙極性晶體管的電阻器與飽和電流的變化

　　這兩種變化會(huì)導(dǎo)致雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓Veb發(fā)生偏移?；鶚O-發(fā)射極電壓可按公式7確定：

　　其中，I是發(fā)射極電流，IS是雙極性晶體管的飽和電流。引起IS變化的主要原因是Q1和Q2晶體管面積的不匹配以及雜質(zhì)濃度的變化。

　　電阻器R1的變化可影響通過晶體管Q2 的電流I的絕對(duì)值，它是負(fù)溫度系數(shù)項(xiàng)VEB的一部分。

　　電阻器R2和R3分別可確定通過Q1和Q2 的電流值。R2和R3的變化可導(dǎo)致參考電壓(公式5)的正溫度系數(shù)不準(zhǔn)確。不過，可通過對(duì)電阻器R2與R3進(jìn)行良好匹配來降低該變化所引起的誤差。