雙路輸出DC/DC變換器小型化設計

　　1 前言

　　電源是一切電子設備的心臟部分，其質量的好壞直接影響電子設備的可靠性。目前各種高效便攜式電子產品發(fā)展趨于小型化，要求供電系統(tǒng)體積更小、重量更輕、效率更高。

　　POWER INTEGRATION(PI)公司推出的DPA Switch系列高電壓DC-DC轉換電路，將功率MOSFET、PWM控制器、故障保護及其他控制電路高效集成在一個單片CMOS芯片上，大大減少了電源的器件數(shù)目，降低了成本，減小了開關電源的體積和重量，簡化了設計，縮短了研制生產周期，可以通過對引腳不同的配置實現(xiàn)高性能的設計。它同時還具備遲滯熱關斷的保護特性，提高了開關電源的效率和可靠性。此外，所有關鍵參數(shù)(比如限流點、頻率、PWM增益)都具有嚴格的溫度及絕對容差，從而簡化了設計并降低了系統(tǒng)成本。本文以DPA422主控芯片設計了雙路輸出DC/DC變換器，其全部元器件約40個。

　　2 DPA-Switch單片開關電源

　　圖1是DPA-Switch的內部結構框圖，主要由高壓電流源、5.8 V并聯(lián)調整器、軟啟動電路、內部欠壓比較器、電流限制調整電路、電流限制比較器、輸入線欠壓和過壓檢測電路、振蕩器、過溫保護電路、前沿消隱、功率MOSFET等模塊構成。其引腳功能見下：

　　(1)漏極DRAIN(D)引腳

　　這一引腳是高壓功率MOSFET的漏極輸出點。此引腳經(jīng)過一個開關的高壓電流源給芯片內部提供開機偏置電流。同時該引腳也是漏極電流的限流點檢測點。

　　(2)控制CONTROL(C)引腳

　　誤差放大器及用來控制占空比的反饋電流的輸入引腳。內部分流穩(wěn)壓電路連接節(jié)點。在正常工作時提供內部偏置電流。同時，它也用來連接供電去耦及自動重啟動/補償?shù)碾娙荨?/p>

　　(3)線電壓檢測LINE-SENSE(L)引腳

　　過壓(OV)、欠壓(UV)鎖存、降低DCMAX的線電壓前饋、遠程開/關和同步時使用的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。

　　(4)外部流限設定EXTERNAL CURRENTLIMIT(X)引腳

　　外部流限調節(jié)和遠程開/關控制引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。

　　(5)頻率FREQUENCY(F)引腳

　　選擇開關頻率的輸入引腳，如果連接到源極引腳則開關頻率為400 kHz,連接到控制引腳則開關頻率為300 kHz.

　　(6)源極SOURCE(S)引腳

　　此引腳是輸出MOSFET的源極連接點，用于功率返回端。它也是初級控制電路的公共點及參考點。

　　圖1 功能結構框圖

　　3 應用DPA422的開關電源設計

　　3.1 電路原理圖

　　圖2所示的電路為使用DPA422的雙路輸出反激式轉換器原理圖。對于輸入輸出要求隔離的應用，此設計簡單、元件數(shù)目少，工作頻率高，高頻開關變壓器尺寸小，因此該變換器設計大小為31 mm×32 mm(樣機見圖3)，實現(xiàn)小型化設計。在22~32 V的直流輸入電壓范圍內，此設計可輸出±5 V、2.5 W的功率，在27 V輸入時的效率大于75%.電阻R1、R2確定了輸入欠壓及過壓的保護閾值，分別為20 V和56 V.初級側的穩(wěn)壓箝位二極管VR1可以確保在輸入浪涌及過壓情況下U1峰值漏極電壓低于220 V BVDSS的額定值。初級偏置繞組在啟動后給控制引腳提供電流。二極管D2對偏置繞組電壓進行整流，而C6用于減低高頻開關噪聲的影響，防止偏置電壓的峰值充電發(fā)生。電容C2給U1提供去耦，因此要盡可能靠近控制引腳和源極引腳來放置。C3完成開機時能量的存儲及自動重啟動的定時。濾波電感L3為輸入提供一定的濾波作用。

　　圖2 開關電源的原理圖

　　以+5 V輸出作為主路輸出，次級+5 V由肖特基二極管D4整流，-5 V由肖特基二極管D3整流，經(jīng)低ESR的鉭電容C7~C10濾波，從而降低開關紋波并使效率最大化。使用一個很小的次級輸出電感L1、L2和陶瓷輸出電容C13/C14就足以在滿載時將峰峰值的高頻噪音及紋波抑制到小于30 mV以下。輸出電壓+5 V由R8和R9構成的電壓分壓器進行檢測，連接至2.5 V的電壓參考U3.反饋補償由R6、R7、R10、C11、C3和R3完成。電容C15作為軟啟動結束電容，防止開機期間輸出端出現(xiàn)過沖。由R5、C5以及R4、C4組成的RC網(wǎng)絡為吸收電路。為保證輸出電壓調整率，輸出電壓-5 V在輸出整流后增加三端穩(wěn)壓管79L05(因尺寸要求，這里使用79L05,為保證效率，可選用其他DC/DC轉換電路)。

　　3.2 高頻變壓器設計

　　高頻變壓器設計是電源設計的關鍵，可利用PIExpert專用軟件實現(xiàn)，也可根據(jù)反激式變壓器設計方法進行設計。該設計中選擇開關頻率為400 kHz,目的是減小變壓器體積，使整個電源小型化。

　　下面是變壓器初級繞組設計參數(shù)：

　　最大占空比：Dmax=0.65;

　　~

　　初級峰值電流：

　　傳輸功率：

　　初級電感量：

　　取L1=98 μH，峰值電流為IP=0.36 A。

　　初次級匝比：

　　下面是變壓器次級繞組設計參數(shù)：

　　次級繞組峰值電流：

　　次級繞組整流管最高反向峰值電壓：

　　反饋繞組整流管最高反向峰值電壓：

　　次級繞組匝數(shù)：

　　反饋繞組匝數(shù)：

　　UF1：次級繞組肖特基整流管正向壓降;

　　UF2：反饋電路中高速開關整流管正向壓降;

　　UDS(ON)：開關管導通電壓。

　　另外，-5 V在本設計中輸出因有79L05，故考慮其最小壓差2.5 V，該路輸出的繞組電壓考慮7.5 V。在空間允許的情況下可采用非隔離DC/DC電路進行穩(wěn)壓，可適當增加其效率。

　　下面是變壓器選擇設計參數(shù)：

　　視在功率： PT=P0+P0/η(η取0.98)

　　面積乘積：

　　KW：變壓器窗口系數(shù)，一般取0.3;

　　J：電流密度，取5 A/mm2;

　　Kf：波形系數(shù)，取4;

　　則AP=0.005 cm4。

　　根據(jù)AP查磁芯手冊，磁芯選擇EPC13(3F3材料)。

　　原邊匝數(shù)：

　　因n=5，取Ns1(+5 V)為6匝，于是Np=Ns1·n=30，Ns2(-5 V)=9，反饋繞組匝數(shù)：NF=14。

　　為了避免磁芯飽和，在磁回路中加入一個適當?shù)臍庀?，計算如下?/p>

　　在選擇繞組線徑時，考慮趨膚效應和臨近效應，反饋繞組采用#31AWG線雙線并繞。繞線長度盡可能短，為減小損耗，盡可能減小變壓器的漏感，原邊繞組和負邊繞組采用間繞方式。在變壓器的繞制中注意兩點：(1)將變壓器的原邊繞組放在骨架的最內層，可減少原邊線圈的平均每匝長度，從而減少原邊繞組的雜散電容。同時，由于原邊繞組在變壓器的最內層，可以被變壓器的其他繞組所屏蔽，從而減少變壓器與其他鄰近元件的噪聲耦合。(2)將輔助供電繞組放在變壓器的最外層，可增強該繞組與其他副邊繞組的耦合而減弱與原邊繞組的耦合。由于增強了與副邊繞組的耦合，輔助供電繞組上的電壓可以更準確地跟隨輸出電壓變化。同時由于減弱了與原邊繞組的耦合，可減少由于初級漏感尖峰而引起的偏置繞組電壓尖峰。這兩方面都增強了輸出電壓調節(jié)性能。

　　3.3 輸出LC濾波器的選擇

　　由輸出電感和輸出電容所組成的濾波器，在濾波器諧振頻率點處的環(huán)路響應上具有兩個極點。由于濾波器為損耗相當?shù)偷闹C振電路，因而在接近諧振頻率點處的增益和相位的變化相當突然。因此，用于調整環(huán)路響應的極點和零點應避開該頻率區(qū)域或者對此諧振加以補償。適當?shù)剡x擇輸出濾波器的諧振頻率點可以降低反饋環(huán)路設計的復雜性。諧振頻率點的位置應允許設計者采用有限數(shù)目且數(shù)值合理的補償元件來調整得到所需要的響應特性。輸出電容的ESR具有一個零點，可以對濾波器的一個極點進行補償。但是，對于低ESR的鉭電解電容，通常其零點所對應的頻率過高，在所希望的環(huán)路帶寬內不能夠充分地抵消濾波器的影響。在某些可以使用標準低ESR電解電容的情況下，較高的ESR使得ESR零點位于足夠低的頻率點上，從而增加了有效的附加相位裕量。 輸出濾波電容為足夠多的電容并聯(lián)在一起使用最為合理。

　　4 實驗結果

　　筆者通過對以上設計數(shù)據(jù)進行優(yōu)化和微調，研制出符合設計要求的樣機(如圖3)，常溫條件下測試結果見表1.

　　圖3 樣機照片

　　表1 樣機測試結果

　　4 結語

　　最后對開關電源進行了高低溫實驗，分別在-45 ℃和85 ℃的條件下考核，實驗結果表明該電源可以在-45~85 ℃條件下正常工作，達到了設計要求，表明該電源運行可靠，輸出穩(wěn)定。