一起設計PSR原邊反饋開關電源變壓器

PSR原邊反饋設計開關電源變壓器是工程師們常用的方法，對于新手來說，可能會存在很多疑惑，或不熟悉的地方，小編就針對這一情況和朋友們分享一款利用PSR原邊反饋的開關電源變壓器設計方法。

全電壓輸入，輸出5V/1A，符合能源之星2之標準，符合IEC60950和EN55022安規(guī)及EMC標準。

因充電器為了方便攜帶，一般都要求小體積，所以針對5W的開關電源充電器一般都采用體積較小的EFD-15和EPC13的變壓器，此類變壓器按常規(guī)計算方式可能會認為CORE太小，做不到，如果現(xiàn)在還有人這樣認為，那你就OUT了。

磁芯已確定，下面就分別講講采用EFD15和EPC13的變壓器設計5V/1A 5W的電源變壓器。

（1） EFD15變壓器設計

目 前針對小變壓器磁芯，特別是小公司基本都無從得知CORE的B/H曲線，因PSR線路對變壓器漏感有所要求。所以從對變壓器作最小漏感設計入手：已知輸出 電流為1A，5W功率較小，所以銅線的電流密度選8A/mm2,次級銅線直徑為:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。通過測量或查詢 BOBBIN資料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅寬為9.2mm。因次級采用三重絕緣線，0.4mm的三重絕緣線實際直徑為0.6mm.

為了減小漏感把次級線圈設計為1整層，次級雜數(shù)為：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.

因 IC內部一般內置VDS耐壓600~650V的MOS，考慮到漏感尖峰，需留50~100V的應力電壓余量，所以反射電壓需控制在100V以內，得： (Vout+VF)*n<100，即：n<100/(5+1)，n<16.6,取n=16.5，得初級匝數(shù) NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式驗證，(Vout+VF)*(NP/NS)<100，即(5+1)*(248 /15)=99.2<100,成立。

確定NP=248Ts.假設:初級248Ts在BOBBIN上采用分3層來繞，因多層繞線考慮到出線間隙和次層以上不均勻，需至少留1Ts余量(間隙)。

得：初級銅線可用外徑為：9.2/(248/3+1)=0.109mm，對應的實際銅線直徑為0.089mm，太小(小于0.1mm不易繞制)，不可取。

假設：初級248Ts在BOBBIN上采用分4層來繞，初級銅線可用外徑為：9.2/(248/4+1)=0.146mm，對應的銅線直徑為0.126mm，實際可用銅線直徑取0.12mm。

IC的VCC電壓下限一般為10~12V，考慮到至少留3V余量，取VCC電壓為15V左右，得：NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15 /(5+1)*15=37.5Ts，取38Ts.因PSR采用NV線圈穩(wěn)壓，所以NV的漏感也需控制，仍然按整層設計，得：NV線徑=9.2 /(38+1)=0.235mm, 對應的銅線直徑為0.215mm，實際可用銅線直徑取0.2mm。也可采用0.1mm雙線并饒。

到此，各線圈匝數(shù)就確定下來了。

下面來確定繞線順序。

因要工作在DCM模式，且采用無Y設計，DI/DT比較大，變壓器磁芯研磨氣隙會產生穿透力強雜散磁通導致線圈測試渦流，影響EMC噪音，所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直徑的銅線繞滿一層作為屏蔽，且引出端接NV的地線。

繞完屏蔽后，保TAPE1層;再繞初級，按以上計算的分4層繞制，完成后包TAPE 1層，為減小初次級間的分布電容對EMC的影響，再用0.1mm的線繞一層屏蔽，包TAPE 1層，再繞次級，包TAPE 1層;再繞反饋，包TAPE 2層。

可能有人會說：怎么沒有計算電感量？

CORE的B/H不確定，所以得先從確定飽和AL值下手。把變壓器CORE中柱研磨一點，然后裝上以上方式繞好的線圈裝機，并用示波器檢測Rsenes上的波形，見圖1中R5：

圖1

輸入AC90V/50Hz，慢慢加載，觀察CORE有沒有飽和，如果有飽和跡象，拆下再研磨，直到負載到1.1~1.2A剛好出現(xiàn)一點飽和跡象， (此波形需把波形放大到滿屏觀察最佳)OK,拆下變壓器測量電感量，此時所測得的電感量作為最大值依據(jù)，再根據(jù)廠商制造能力適當留+3%~+5%的誤差范圍和余量，如：測量為2mH,則取2-2*0.05=1.9mH,誤差為+/-0.1mH。現(xiàn)在再來驗證以上參數(shù)變壓器BOBBIN的繞線空間。

已知：E1和E2銅線直徑為0.1mm,實際外徑為0.12mm，NP銅線直徑為0.12mm,實際外徑為0.14mm，NS銅線直徑為0.4mm，實際外徑為0.6mm，TAPE采用0.025mm厚的麥拉膠紙。

NV 若采用銅線直徑為0.2mm,實際外徑為0.22mm；線包單邊厚度 為：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.22+0.025*2=1.77mm。

NV 若采用銅線直徑為0.1mm雙線并饒,實際外徑為0.12mm；線包單邊厚度 為：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.12+0.025*2=1.67mm。

測量或查EFD15的BOBBIN的單邊槽深為2.0mm，所以以上2種方式繞制的變壓器都可行。

（2）EPC13的變壓器設計

依 然沿用以上設計方法，測量或查BOBBIN資料可得EPC13 BOBBIN幅寬為6.8mm，次級匝數(shù)為：6.8/0.6=11.3Ts,取11Ts；初級匝數(shù)為：11*16.5=181.5Ts,取182Ts；反 饋匝數(shù)為：15/(5+1)*11=27.5Ts；取28Ts。

EPC13的繞線方式同EFD15，再這里就不再重復了。

以 上變壓器設計出的各項差數(shù)是以控制漏感為出發(fā)點的，各項參數(shù)(肖特基的VF,MOS管的電壓應力余量)都是零界或限值，實際設計中會因次級繞線同名端對應 輸出PIN位出現(xiàn)交叉，或輸出飛線套鐵氟龍?zhí)坠?，或供應商的制程能力，都會使次級線圈減少1~2圈，對應的初級和反饋也需根據(jù)匝比減少圈數(shù)，目前市場的競 爭導致制造商把IC內置MOS管的VDS耐壓減小一點來節(jié)省成本，為保留更大的電壓應力余量，需再減少初級匝數(shù);以上的修改都會對EMC 輻射造成負面影響，對應的取舍還需權衡，但前提是必須使產品工作在DCM模式。

下面再以EPC13為實例，講講優(yōu)化設計后的變壓器設計。

方法同上，先計算出次級，因考慮到輸出飛線套鐵氟龍?zhí)坠芑蜉敵鼍€與BOBBIN PIN位交叉，所以需預留1匝空間，得，次級匝數(shù)為：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts.

再計算初級匝數(shù)，因考慮到為MOS管留更大的電壓應力余量，所以反射電壓取之前的75%，得：(Vout+VF)*n<100*75%,輸出5V/1A,采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般為0.55V。

代入上式得：n<13.51,取13.5，得NP=10*13.5=135Ts；代入上式驗證(5+0.55)*(135/10)=74.925<75成立。確定NP=135Ts。

反饋匝數(shù)，依然取反饋電壓為15V，得，15/(5+0.55)*10=27Ts。

PSR線路設計變壓器很關鍵，所以先講變壓器。

后續(xù)會繼續(xù)講出設計PSR的具體每個元件的設計，包括取樣電阻，吸收回路，保護設計及EMC控制方法。

PSR電路一般OCP設計的不是很大，一般在120%左右，如果測試是以輸入AC90/50Hz(沒打錯，不是60Hz哦)，輸出帯載到1.2A剛好出現(xiàn)一點飽和，實際燒機1.0A是不會飽和的，你可以試試，實際燒機后的OCP會在110%左右。

變壓器10%的誤差太大了點吧，變壓器采用機械研磨誤差沒那么大。

匝數(shù)多可以提高一點電感量，可以讓負載時的頻率輻射低些，當然，你也可以把EFD15的匝數(shù)減少些，但EMC的處理就和EPC13一樣需特別注意布線。

把這個波形在示波器上拉寬，看那條上升的斜線，那是電流上升的波形，要保持是一條緩慢上升的斜線，如果在頂端出現(xiàn)突然上升，說明變壓器有飽和跡象。

當然，變壓器有一點飽和跡象，在實際中是可以長期燒機的，但因為電流突然上升會測試較強的輻射噪音，所以要控制到變壓器不飽和為佳。

但不飽和就得再研磨CORE，降低電感量，但CORE研磨多了，氣隙大了，漏感和渦流也會增大，同樣會影響EMC噪音，所以把CORE研磨到零界飽和點是最佳取舍方式。