逆變電源中兩種雙環(huán)瞬時反饋控制方式講解
本文分析了逆變器的兩種雙環(huán)瞬時反饋控制方式——電流型準PWM控制方式和三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式,介紹其工作原理,分析比較其動態(tài)和靜態(tài)性能,并給出具體實現電路及系統(tǒng)仿真結果。
本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/201612/327887.htm電流型雙環(huán)控制技術在DC/DC變換器中廣泛應用,較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動態(tài)和靜態(tài)性能[3]。其基本思路是以外環(huán)電壓調節(jié)器的輸出作為內環(huán)電流給定,檢測電感(或開關)電流與之比較,再由比較器的輸出控制功率開關,使電感和功率開關的峰值電流直接跟隨電壓調節(jié)器的輸出而變化。如此構成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統(tǒng)瞬態(tài)性能好、穩(wěn)態(tài)精度高,特別是具有內在的對功率開關電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出,其控制較DC /DC變換器復雜得多,早期采用開關點預置的開環(huán)控制方式[1],近年來瞬時反饋控制方式被廣泛研究,多種各具特色的實現方案被提出,其中三態(tài)DPM(離散脈沖調制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良,易于實現。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制,介紹其工作原理,與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動態(tài)和靜態(tài)性能,并給出仿真結果。
三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實現形式,其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實現。參照圖1,它的基本工作原理是:檢測濾波電感電流iL,產生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較,根據兩個電流瞬時值之差來決定單相逆變橋的4個開關在下一個開關周期中的導通情況:ig-if>h時(h見圖1,為電流滯環(huán)寬度,可按參考文獻[1]P64式5?2選取)S1、S4導通,UAB=+E,+1狀態(tài);ig-if-h時S2、S3導通,UAB=“-”E,-1狀態(tài);|ig-if|h時S1、S3或S2、S4導通,UAB=“0,”0狀態(tài)。兩個D觸發(fā)器使S1~S4的開關狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿,也就是說開關點在時間軸上是離散的,且最高開關頻率為f。
仿真和實驗表明,iL正半周,逆變器基本上在+1和0狀態(tài)間切換,而iL負半周,逆變器基本上在-1和0狀態(tài)間切換,只有U0過零點附近才有少量的+1和-1之間的狀態(tài)跳變,從而使輸出脈動減小。
電流型準PWM控制方式
圖1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
綜合常規(guī)PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點,并借鑒滯環(huán)控制技術,得到改進的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補,S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理:
(1)ig正半周,即ig>0時
比較器CMP1輸出高電平,S3一直關斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1,S1、S4導通,S2關斷,UAB為+E,iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E-U0)/L(1)
當iL升至if>ig時RS1翻轉,S1關斷、S2導通,UAB為0,iL按式(2)變化
M2=diL/dt=-U0/L(2)
若U0>0,則iL下降,至開關周期結束;而若U00,則iL繼續(xù)上升,此時可能出現三種情況:
?、賗f上升率小于ig,則if相對于ig下降至開關周期結束;
?、趇f上升率略大于ig,開關周期結束時if大于ig而小于ig+h,則下一個開關周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
?、廴鬷f升至ig+h,則CMP3翻轉為1、將RS3清零,S4關斷,負載通過D2、D3續(xù)流,UAB為-E,iL按式(3)下降至開關周期結束。if的峰值不大于ig+h
M2=diL/dt=-(E+U0)/L(3)
?。?)ig負半周,即ig 比較器CMP1輸出低電平,S4一直關斷。
時鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0,S2、S3導通,S1關斷,UAB為-E,iL按式(3)下降。
當iL降至if時RS2翻轉,S2關斷、S1導通,UAB為0,iL按式(2)變化:若U0,則iL上升至開關周期結束;而若U0>0,則iL繼續(xù)下降,此時也可能出現三種情況:
?、賗f下降率小于ig,則if相對于ig上升至開關周期結束;
②if下降率略大于ig,開關周期結束時if小于ig而大于ig-h,則下一個開關周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
③若if降至ig-h,則CMP4翻轉為1,RS3清零,S3關斷,負載通過D1、D4續(xù)流,UAB為+E,iL按式(1)上升至開關周期結束。|if|的峰值不大于|ig-h|,即|ig|+h。
可見,這也是一種三態(tài)工作方式:iL與U0同相時,逆變器工作在PWM方式,在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或-1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉換;二者反相時,滯環(huán)才起作用,它使逆變器在1,0和-1三種狀態(tài)間轉換。
圖2電流型準PWM
靜態(tài)性能的比較
以某逆變器為例,分析和比較上述兩種控制方式下的動態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數:E=180VDC,L=1mH,C=20μF;調制頻率為f;輸出:U0=115VAC、fo=400Hz;額定負載:1kVA電流和電壓反饋系數分別為0.4167和0.25;電壓調節(jié)器為PI型:放大倍數 Ap=13?5,時間常數τ1=0.27ms;
表1為不同負載和不同調制頻率下U0與基準電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
表1不同控制方式下的穩(wěn)態(tài)性能的比較
圖3起動及突加突降負載動態(tài)響應過程
?。╝)三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
?。╞)電流型準PWM控制方式
分析表1及仿真波形(略),發(fā)現:
?。?)調制頻率f較低時,電流型準PWM波形失真較嚴重,但其THD隨f升高而迅速減小。
?。?)功率開關管在電流型PWM方式時的平均開關頻率高于滯環(huán)方式,這意味著前者的開關損耗較大。
?。?)電流型PWM方式下,諧波分量集中在調制頻率及其整倍數附近,而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內,調制頻率較低時容易產生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本上不受電流跟蹤方式、調制頻率的影響,而主要取決于電壓調節(jié)器參數,也受主電路參數影響。
動態(tài)性能的比較
由于開關點的離散性,DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個時間常數為1/f的等效純滯后環(huán)節(jié),對閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)性能有不利影響。圖3為起動及負載變化時兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形??梢姡琍WM方式下的動態(tài)性能較好,特別是調制頻率較低時,差別更明顯。但隨著調制頻率的提高,滯后時間常數減小,滯環(huán)方式的動態(tài)性能明顯改善,接近于PWM方式。
改變PI電壓調節(jié)器參數(減小放大倍數或增大積分時間常數)可以改善動態(tài)響應的穩(wěn)定性、減小動態(tài)壓降,但又將增大靜態(tài)誤差,即重載時的電壓降落,延長調節(jié)時間。換言之,在達到同樣動態(tài)性能的前提下,電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數或較小的積分時間常數,從而獲得更好的靜態(tài)性能。
結語
三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實現簡單,開關損耗較低、失真較小。電流型準PWM控制方式可以獲得較好的動態(tài)性能,特別是系統(tǒng)穩(wěn)定性及較小的輸出電壓降落,電路實現比較復雜,它適于調制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調制頻率較高時,三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡單而性能優(yōu)良的控制方式。
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