新型電信/數(shù)據(jù)通信服務器電源的設計

前言

新一代電子線路迅速發(fā)展的重要標志是功能和密度很高的高性能板卡的大量面世。面臨這種新趨勢，那么電源如何以最為廉價和高效的方式為這些高性能扳卡供電?這就是當今對電源需求的一種新挑戰(zhàn)和新機遇。面對如此的現(xiàn)實,我們采用 “商品化設計” 和“優(yōu)化設計”的思想來解決電源應具備的高效和廉價,乃至靈活與系列。即應用新一代MAX5003電源控制芯片來設計新型電信/數(shù)據(jù)通信服務器電源。該新型電信/數(shù)據(jù)通信服務器電源在當前可被大量用于電信/數(shù)據(jù)通信, 它適用于中央辦公室、PBX(專用小交換機)、服務器以及任何輸入電壓需要為±36V至±72V的其它應用場合。其DC-DC電源的典型輸出功率可在10W或100W更高，輸出電壓為5V。本文要介紹的是50W的電信/數(shù)據(jù)通信/服務器電源的設計方案。

一、 設計思想

對這類模塊電源要求,關鍵有3點：第一、要求初、次級之間的電氣隔離;第二、在很寬的輸入電壓范圍內保持高效率;第三、應有足夠的可靠性。據(jù)此，亦稱該電源為可用于電信/數(shù)據(jù)通信的隔離式開關電源。

1.以MAX5003芯片作為電源控制器設計本電源,其總電原理圖(±48輸入，5V/10A輸出)如圖1所示,電源的技術指標見表1所示。

2. 源電路的拓撲方案

(1) 采用單管正激變換器的拓撲方案。

該方案既簡單又廉價而且在整個工作范圍內具有比較高的效率和功率密度。(見圖1) 其隔離元件是一個純粹的脈沖變壓器T,并在這種拓撲的基礎上需增加一個磁芯復位繞組T1-3、4 (與初級繞組T1-1、2的匝數(shù)相同并緊密耦合)見圖1。 該T1-3、4復位繞組與二極管D5組成復位電路,其作用是當每個脈動工作磁通之后，能每個周期的去掉變壓器磁芯剩磁通，防止因剩磁通累加導致變壓器磁芯飽和將功率開關器件Q1被損壞。

(2) 為此,有必要對正激變換器拓撲結構(圖2所示)作一簡述：

(a)中,脈沖隔變壓器T1初級繞組與次級繞組繞組的極性為同名端，因而向次級電路的能量(功率)傳送發(fā)生在功率開關Q1導通的時間內，即功率開關Q1導通時,DO1為正向偏置(DO2為反向正向偏)把變壓器T1初級能量的儲存到了電感L中. 而當Q1截止時,則DO1為反向偏置而續(xù)流二極管DO2為正向偏置, 并承載了全部電感電流.就這樣在輸出回路中儲存電感L中的能量通過電感L連續(xù)的傳遞給了負載。此時連接于復位繞組的 DC1因其導通(當其復位繞組感應電壓超過電源電壓Vin時)使儲存于變壓器磁芯的能量返回到輸入電源并循環(huán)使用。在圖2(b)中所示,其功率開關Q1的漏極電流Id接近于矩形，具有一個小的基座。Isec為次級電流。

3. 變壓器T1初次級之間的隔離電壓可達1500v。

4. 自饋電路供電

當電源啟動之后，控制電路芯片MAX5003由變壓器T1初級T1-5、6繞組側所組成的自饋電路供電使效率有所提高。本開關電源的開關頻率可達250KHz。為此，儲能元件電感L1和變壓器T1尺寸可大大縮小。

二、脈寬調制PWM控制電路

采用新一代電源控制器的代表MAX5003芯片為核心及其外圍元器件所組成脈寬調制PWM控制電路。

MAX5003控制芯片的簡化框見圖3所示。之所以它是新一代電源控制器的代表, 因該IC芯片內部集成了設計電信電源所必需的許多功能, 如包含了一個可以加速初速化(軟啟動)過程的高壓啟動電路; 特別需要指出是，它具有獨特的電壓前饋補償功能,使穩(wěn)壓型電信電源的隔離與設計得到很大的簡化，對此先作說明。

1.電壓前饋補償功能。電壓前饋補償對開關電源來說是一個重要的設計要素,因它可以迅速響應輸入電壓的化，在單個周期內修正占空比，不需要緩慢的電壓控制環(huán)的介入, 從而明顯改善輸入抑制能力。為此大大有助于提穩(wěn)定的功率增益。

三、關于啟動電路的設定

1.MAX5003控制器內含一個高壓預調節(jié)器,即耗盡型FET三極管預調節(jié)器(見圖3所示), 它的漏極通過芯片引腳1(V+)接連至輸入電壓Vin，從V+引腳饋入功率, 使其導通，并消耗較大功率。此時該預調節(jié)器的作用是，使輸入電壓Vin，下降到能夠驅動第一個低壓差調節(jié)器 (LDO1 Linear Reguator) 數(shù)值內，LDO1輸入端由ES引腳引出并通過一小型陶瓷電容C1去耦。

2.Vdd電壓限制器

由變壓器T1初級偏置繞組T1-5、6的輸出經D3管整流后送至由R14、三極管Q2和穩(wěn)壓管Z1(穩(wěn)壓值為14V∽15.5V)構成的電壓調節(jié)電路, 其作用可將直接供給芯片的Vdd電壓限制在一個安全范圍內。

3.偏置繞組T1-5、6工作在反激變換器模式

這和工作在正激模式的功率級正好相反，這可以節(jié)成本省掉一個濾波電感。而反激模式繞組所提供的能量來源于在功率開關Q1導通期間儲存于變壓器T1初級電感中的能量。

4. 啟動過程分二步:

* 當開始啟動時，由第一個調節(jié)器LDO1 產生Vdd電源并接到外部引腳16上，并迫使Vdd端電壓高出10.75v, 使第一個LDO1將被禁止，關斷了高耗盡型FET預調節(jié)器, 從而降低了芯片的功率消耗，這點對于了輸入電壓Vin比較高時尤為重要。

* 由連接在Vdd LDO1之后的第二個線性調節(jié)器(LDO2 Linear Reguator) 的輸出用來產生一個Vcc電壓，該Vcc電壓是用來給芯片內部邏輯電路、模擬電路和外部功率MOSFET三極管的驅動器供電。需要強調的是，此該Vcc調節(jié)器具有一條鎖定線，可以在產生Vcc 未穩(wěn)定時將N溝道功率MOSFET驅動器的輸出到地短路。

四、脈沖隔離變壓器T參數(shù)的設定

變壓器T參數(shù)的設定見表2所示，其變壓器電原理見圖1所示，各繞組的相位關系由端點的黑標表示。

因該降壓高頻脈沖變壓器是一個隔離元件，故設計參數(shù)時應考慮以下幾個指標：

1.引發(fā)工作損耗的初、次級的直流電阻和交流電阻，其交流損耗部分是由于高頻趨膚與鄰近效應及渦流所引起，為此線圈結構的選擇對于這種損耗有重大影響。本設計中選用磁芯結構的規(guī)格為EFD20型其材料為高頻鐵氧體。

2.漏感。這是非常關鍵的雜散參數(shù)，它的大小直接影響向次級傳送功率的效果，因此必須降低該參數(shù)，而低漏感也可降低初級損耗。本設計中，部分漏感能量被開關管Q1耗散掉。

3.勵磁電感 這是從初級端T1-1、2看進去而同時其它所有繞組端子均開路時電感。

五、輸出與反饋電路

1.在變壓器次級二端選用RC網絡(R13/C12)并聯(lián), 以此降低次級輸出的振蕩。

2.選用低正向壓降的雙肖特基二極管D4作為整流管，SBL2040CT型二極管額定電流為20A，反向擊穿電壓為40v。應加散熱器進行冷卻，因流過D4管整流的總平均電流為10A，其功率耗散為5.5W。圖4為次級側的輸出波形，波形上的負向尖峰電壓，將被二極管D4所吸收。

需要注意的是：為降低EMI并改善功率傳送的效率,從變壓器T1次級到肖特基二極管D4間的距離要盡可能短。

3.L1電感量為4.7μh,它是一個低串聯(lián)電阻、低損耗、大電流電感,能傳送10A電流。輸出電容可用旦電解電容或鋁解電容C7 C13 C14，為進一步降低的開關噪聲，還并聯(lián)0.1uf陶瓷電容C15，本電路中通過電容的交流RMS電流約為0.8A RmS，所以應安全地平滑紋波電流。

4.由U3(TL431AID)高精度穩(wěn)壓器和U2(MOC27)光耦合器等組成反饋電路, 以實現(xiàn)對輸出電壓的穩(wěn)定控制。

為此,通過接于Vout輸出端和TL431基準端之間的分壓電阻R11/R12，將U3的輸出1腳(TL431的陰極)設定在穩(wěn)定的5v(即將TL431接成為恒壓源),并接于MOC27輸入端LED發(fā)光二極管的負極，而MOC27輸出回路(光敏三極管的C極與e極) 接至芯片MAX5003的CON腳與地。其穩(wěn)壓控制過程是：若Vout電壓升高時，則流過MOC27中LED的電流將增加(即TL431的陰極電流增加), 則光敏三極管的電流Ice增加而Uc電位下降，從而使MAX5003占空比降下來，又使Vout輸出電壓下降,實現(xiàn)了Vout輸出電壓的穩(wěn)定。反之，當Vout電壓降低時，工作過程相反，也將Vout輸出電穩(wěn)定。