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通用RF器件的鄰道泄漏比(ACLR)來(lái)源

作者: 時(shí)間:2016-12-23 來(lái)源:網(wǎng)絡(luò) 收藏
任何通用的RF器件,不論是混頻器、放大器、隔離器或其它器件,其鄰道泄漏比(ACLR)都受器件三階互調(diào)失真(IM3)的影響??赏茖?dǎo)出器件的IM3與三階輸出交調(diào)截點(diǎn)(OIP3)之間的關(guān)系。本文介紹了估算ACLR的公式推導(dǎo),ACLR是IM3的函數(shù)

ACLR/IMD模型

為了了解RF器件的ACLR來(lái)源可以對(duì)寬帶載波頻譜進(jìn)行模擬,相當(dāng)于獨(dú)立的CW副載波集合。每個(gè)副載波都會(huì)攜帶一部分總的載波功率。下圖所示就是這樣一個(gè)模型,連續(xù)RF載波由四個(gè)單獨(dú)的CW副載波模擬,每個(gè)副載波的功率為總載波功率的四分之一。副載波以相同的間隔均勻地分布于整個(gè)載波帶寬內(nèi)。

圖1中的綠線從左到右分別是副載波1、2、3和4。如果我們只考察左邊的兩個(gè)副載波(1和2),可以考慮RF器件中的任意IMD3失真引起的三階IMD分量。三階失真表現(xiàn)為這兩個(gè)副載波兩側(cè)的低電平副載波,兩個(gè)“綠色”副載波左邊的第一個(gè)“紅色”失真分量是這兩個(gè)副載波的IMD3失真結(jié)果。

來(lái)自副載波1和3的IMD3分量在與載波1間距相同的頻率處具有IMD3失真分量。這在載波頻譜的左邊產(chǎn)生第二個(gè)“紅色” IM分量。同樣,來(lái)自副載波1和4的IMD3生成的失真分量距離載波邊緣更遠(yuǎn)。

注意這里還存在其它的IMD分量。副載波2和4產(chǎn)生的IM3分量直接疊加在副載波1和2產(chǎn)生的IMD分量上。這一累加效應(yīng)會(huì)使距離RF載波邊緣較近的IMD分量的幅值比距離RF載波邊緣較遠(yuǎn)的IMD分量高,產(chǎn)生ACLR失真頻譜中的“肩”特性。Leffel發(fā)表的一篇論文詳細(xì)描述了來(lái)自多個(gè)副載波的IMD分量的這種累加。

這種方法可以定量地預(yù)測(cè)單獨(dú)的IMD3失真分量的實(shí)際電平。通過(guò)增加模型中所使用的單獨(dú)的副載波的數(shù)量可以增加模型的精度。多個(gè)寬帶載波的ACLR性能與該模型中的ACLR非常像,模型中每個(gè)單獨(dú)的寬帶載波占據(jù)總的寬帶載波帶寬的一部分。在寬帶載波的相鄰部分,鄰近最后一個(gè)載波的單載波的ACLR處于IMD3引起的失真響應(yīng)的高肩位置。這導(dǎo)致多載波情形的ACLR比單載波系統(tǒng)的ACLR差得多。再次說(shuō)明,這一結(jié)果可以量化后用以精確預(yù)測(cè)單寬帶載波或多寬帶載波的ACLR性能。這種基本方法只通過(guò)OIP3參數(shù)來(lái)預(yù)測(cè)RF器件的ACLR性能。

基本關(guān)系

器件的三階互調(diào)分量和三階交調(diào)截點(diǎn)之間的關(guān)系如下所示:

IMD3=(3×Pm)-(2×OIP3)

其中, Pm=雙音測(cè)試?yán)又械拿總€(gè)單音功率,IMD3=三階IM3,以dBm為單位,表示絕對(duì)功率,OIP3=三階交調(diào)截點(diǎn),表示絕對(duì)功率。

為了方便,可將該公式重寫(xiě)為相對(duì)IMD3,即與功率電平(P)有關(guān)的IM3性能。

IMD3=2×(Pm-OIP3)

其中, Pm=雙音測(cè)試?yán)又械拿總€(gè)單音功率,IMD3=三階IM3,以dBc為單位,表示相對(duì)功率,OIP3=三階交調(diào)截點(diǎn),表示絕對(duì)功率 。

例1:以總輸出功率(Ptot)為+30dBm,OIP3為+45dBm的功率放大器(PA)為例。這樣一個(gè)PA的相對(duì)IMD3可利用上述公式推導(dǎo)得出。但是,IM3雙音測(cè)試中每個(gè)單音的輸出功率比PA的總輸出功率低3dB,即每個(gè)單音+27dBm。所以利用這些值來(lái)計(jì)算該P(yáng)A的IMD3:

Ptot=+30dBm (PA的總輸出功率)

Pm=(+30dBm-3dB)=+27dBm每個(gè)單音

OIP3=+45dBm

IMD3=2×(27-45)=-36dBc

ACLR與IMD3的關(guān)系

寬帶載波的ACLR通過(guò)一個(gè)校正因數(shù)與雙音IMD3性能相關(guān)。該校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能惡化。這種惡化來(lái)源于由擴(kuò)頻載波的頻譜密度組成的各種互調(diào)分量的影響。ACLR與IMD3的有效關(guān)系如下所示:

ACLRn=IMD3+Cn

其中Cn如下表所示:

No. of Carriers12349
Correction Cn (dB)+3+9+11+12+13


我們可以將IMD3和ACLRn的上述關(guān)系式合并為一個(gè)統(tǒng)一的表達(dá)式,由RF器件的基本性能參數(shù)來(lái)推導(dǎo)多個(gè)擴(kuò)頻載波的ACLR。

ACLRn=(2×[(P-3)-(OIP3)])+(Cn)

其中, Ptot=所有載波的總輸出功率,以dBm為單位,OIP3=器件的OIP3,以dBm為單位,ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位,Cn=上述表中的值。

例2:重復(fù)上述例子,現(xiàn)假設(shè)功率放大器必須產(chǎn)生四個(gè)載波,功率均為250mW,總輸出功率為1W。

P/載波=+24dBm

Ptot=+30dBm,總功率

OIP3=+45dBm

ACLRn=2×((30-3)-(45))+12

ACLRn=-36dBc+12dB

ACLRn=-24dBc

重新整理該公式可推導(dǎo)出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改寫(xiě)后的公式如下:

OIP3=0.5×([2×(P-3)]-[ACLRn]+[Cn])

其中, P=所有載波的總輸出功率,以dBm為單位,OIP3=器件的OIP3,以dBm為單位,ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位,Cn=上述表中的值。

例3:重復(fù)上述例子,現(xiàn)假設(shè)該功率放大器的四載波ACLR期望值是-50dBc。

P/載波=+24dBm

Ptot=+30dBm,總功率

ACLRn=-50dBc

OIP3=0.5×([2×(30-3)]-[-45]+[12])

OIP3=+55.5dBm

結(jié)論

通用RF器件的載波功率電平、OIP3指標(biāo)和單載波/多載波ACLR性能之間的關(guān)系已推導(dǎo)得出。該關(guān)系適用于性能受三階失真分量影響的RF器件。包括許多通用的RF器件,但是驅(qū)動(dòng)不能太接近飽和電平。通過(guò)觀察,該模型對(duì)ACLR的預(yù)測(cè)精度接近±2dB。



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