采用基于SMC的任意波形發(fā)生器生成I/Q信號(hào)的優(yōu)勢(shì)

在研究中，靈活的I/Q發(fā)生系統(tǒng)是快速原型化并評(píng)估新型調(diào)制方法和收發(fā)裝置性能的關(guān)鍵。在新產(chǎn)品設(shè)計(jì)中，I/Q信號(hào)將測(cè)試大量I/Q調(diào)制器/解調(diào)器的物理層參數(shù)，如相位和幅度平衡、直流偏置、輸入壓縮點(diǎn)。生產(chǎn)中也會(huì)測(cè)試這些參數(shù)，以確保增益誤差和相位誤差最小。增益和相位這兩個(gè)參數(shù)對(duì)于降低誤差的向量幅度和正確傳輸數(shù)據(jù)來說是至關(guān)重要的。

任意波形發(fā)生器——如NI 5421, 以NI的同步和內(nèi)存核(Synchronization and Memory Core，SMC)架構(gòu)為基礎(chǔ)，在生成用于數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)和測(cè)試的基帶I/Q信號(hào)方面，具有多個(gè)好處。NI 5421發(fā)生器具備一下特性：
· 多模塊同步，來獨(dú)立控制相位、幅度以及I-、I+、Q-、Q+信號(hào)的偏置
· 2倍、4倍或8倍的數(shù)據(jù)插值，可獲得最高400 MS/s的有效采樣速率
· 采用PCI總線快速下載測(cè)試波形，提高了測(cè)試吞吐率
· 大的板載波形內(nèi)存，用于播放長時(shí)間信號(hào)

最靈活的同步功能

一般的I/Q應(yīng)用除了要求最小失真和低抖動(dòng)外，還要求能精確控制信號(hào)的幅度、相位和直流偏置。幅度、相位、偏置這三個(gè)參數(shù)的值在調(diào)制器測(cè)試中經(jīng)常改變。調(diào)制器/解調(diào)器的輸入電路一般是差分電路，包括I-、I+和Q-、Q+信號(hào)。盡管可以通過一臺(tái)AWG(任意信號(hào)發(fā)生器)和變壓器來生成一個(gè)差分信號(hào)，但是這里卻必須生成四個(gè)相互獨(dú)立的差分信號(hào)，來充分測(cè)試電路設(shè)計(jì)，并明確地控制三組差分信號(hào)對(duì)(I-與I+、Q-與Q+、I/Q信號(hào)對(duì))中的相位、幅度和偏置這三個(gè)參數(shù)。傳統(tǒng)的I/Q發(fā)生器無法在一組差分對(duì)中調(diào)整參數(shù)，而只有通過同步多個(gè)獨(dú)立的AWG才能實(shí)現(xiàn)這種靈活性。但是，如果要同步多個(gè)不同的AWG以生成差分信號(hào)，通道和通道間的偏移和抖動(dòng)將會(huì)使差分信號(hào)失真，因此必須對(duì)它們進(jìn)行衰減。

合適的同步要求具備精準(zhǔn)的采樣時(shí)鐘偏移控制、觸發(fā)傳遞和偏移控制、低抖動(dòng)參考時(shí)鐘。這種同步在傳統(tǒng)的基于GPIB的AWG中通常難以實(shí)現(xiàn)或者無法實(shí)現(xiàn)，而必須輔助以一些外部電纜和參考時(shí)鐘，即使這樣，結(jié)果可能還是有問題的。PXI平臺(tái)中內(nèi)建的觸發(fā)線和10MHz的參考振蕩器，使得儀器間可靠同步更容易實(shí)現(xiàn)。另外，NI的T-Clock同步方法(已提出專利申請(qǐng))提供了一種調(diào)整采樣時(shí)鐘偏移的方法，調(diào)整步長為20ps左右，以消除觸發(fā)偏移的影響。

T-Clock多模塊同步

因?yàn)镹I 5421設(shè)備建立在SMC架構(gòu)上，所以能夠提供精準(zhǔn)的T-Clock同步(請(qǐng)見NI同步和存儲(chǔ)核：一種現(xiàn)代的混合信號(hào)測(cè)試架構(gòu))。T-Clock中，時(shí)鐘觸發(fā)信號(hào)的收發(fā)速度要遠(yuǎn)低于AWG的采樣時(shí)鐘速度。為了生成這種時(shí)鐘信號(hào)(稱為T-Clk)，每臺(tái)設(shè)備上的采樣時(shí)鐘都被分別降到低于10MHz的頻率上。采用時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換器(TDC)來測(cè)量T-Clk相對(duì)于10 MHz PXI參考時(shí)鐘的偏移量，從而自動(dòng)對(duì)齊每臺(tái)設(shè)備上的T-Clk信號(hào)。要發(fā)送一個(gè)開始觸發(fā)信號(hào)，主AWG發(fā)出一個(gè)與T-Clk下降沿同步的觸發(fā)線脈沖信號(hào)。所有的接收端AWG(包括主AWG自身)接收觸發(fā)脈沖，并在下一個(gè)T-Clk的上升沿開始生成信號(hào)。因?yàn)門-Clk的周期等于或大于100ns，所以在下一個(gè)上升沿到來之前，有足夠的時(shí)間將觸發(fā)脈沖傳送到所有設(shè)備上，從而確保所有的發(fā)生器在同一個(gè)時(shí)刻開始。

這種方法使得通道間的偏移量≤500ps。要獲得更低的偏移，可以將AWG的輸出連接到一臺(tái)多通道、高帶寬的示波器上，相位測(cè)量的結(jié)果比板載TDC更準(zhǔn)確。最簡單的相位測(cè)量方法是通過配置AWG來生成正弦波或方波，然后在電壓過零點(diǎn)處檢驗(yàn)相差。接著，將測(cè)量結(jié)果輸入到NI的T-Clock軟件中，覆蓋TDC的測(cè)量結(jié)果。采用外部示波器的測(cè)量結(jié)果，偏移可以降低到10到20ps。圖1顯示了兩個(gè)同步的PXI-5421模塊的輸出，在手動(dòng)調(diào)整了采樣時(shí)鐘延時(shí)后，生成10MHz的正弦波。該圖顯示，偏移幾乎在10ps到20ps之間。在10MHz頻率上，10ps的偏移量相當(dāng)于0.036度的相位——小于大多數(shù)的I/Q應(yīng)用所要求的0.1度。使用采樣時(shí)鐘的延時(shí)調(diào)整值，若調(diào)整步長小于20ps，則偏移最多只改變±1個(gè)采樣時(shí)鐘周期。如果需要更大的相位調(diào)整，那么對(duì)于正相位，可以將采樣從某個(gè)波形的起點(diǎn)移到終點(diǎn)；對(duì)于負(fù)相位，可以將采樣從某個(gè)波形的終點(diǎn)移到起點(diǎn)。這種控制方法比較粗糙，但是采樣時(shí)鐘延時(shí)調(diào)整則提供了比較精細(xì)的控制。

圖1. 兩個(gè)PXI-5421模塊生成10MHz的頻率，其通道間的偏移小于20ps

PXI-5421中由模擬設(shè)備AD9852 DDS(直接數(shù)字頻率合成)芯片所提供的高分辨率時(shí)鐘模式，可以大幅度提高采樣時(shí)鐘延時(shí)調(diào)整中不到20ps的分辨率。AD9852中有一個(gè)14-bit的可編程相位偏置寄存器，能以(采樣時(shí)鐘周期/16384)秒的步長來調(diào)整采樣時(shí)鐘的相位。例如，如果采樣時(shí)鐘頻率是100 MS/s，則可以以610fs(飛秒)的步長來調(diào)整相位。但是，采用高分辨率時(shí)鐘時(shí)(假定此時(shí)PXI-5421系統(tǒng)的抖動(dòng)為4ps左右)，這種精準(zhǔn)的相位控制只能通過大量輸出波形周期上的所測(cè)得相位的直方圖來觀察。這是因?yàn)镈DS時(shí)鐘發(fā)生中固有的時(shí)鐘抖動(dòng)值更大，所以限制了高分辨率時(shí)鐘的使用。這種抖動(dòng)導(dǎo)致了I/Q信號(hào)相位噪聲的增加。在載波頻率±10kHz位置上，分頻時(shí)鐘模式的相位噪聲為-137 dBc/Hz；所以，為了盡量實(shí)現(xiàn)最優(yōu)性能的相位噪聲，不妨使用這種分頻時(shí)鐘模式。

高分辨率時(shí)鐘不僅提供了精準(zhǔn)的相位偏置控制，而且提供了1.06 µHz的采樣時(shí)鐘頻率調(diào)整分辨率，這是獲得合適的數(shù)字通信系統(tǒng)芯片速率的前提。例如，WCDMA和CDMA2000的芯片/符號(hào)速率分別是3.84MHz和1.2288MHz。通常，這些信號(hào)的每個(gè)符號(hào)采用4個(gè)采樣值，所以采樣率分別為15.36MHz和4.9125MHz。PXI-5421的高頻分辨率可以為波形生成合適的采樣率，并且在接收端壓力測(cè)試中，準(zhǔn)確改變回放頻率以測(cè)試接收端的頻率靈敏性。

因?yàn)椴罘中盘?hào)是由兩個(gè)獨(dú)立的AWG生成的，所以通道間的抖動(dòng)是失真的主要原因，因此抖動(dòng)應(yīng)當(dāng)越低越好。為了測(cè)量這種抖動(dòng)，我們將兩臺(tái)生成10MHz方波信號(hào)的AWG連接到Tektronix CSA8000的通信信號(hào)分析儀上。其中一個(gè)方波信號(hào)從外部觸發(fā)信號(hào)分析儀，另外一個(gè)則連接到CH 0通道上。圖2中顯示了過零點(diǎn)處的抖動(dòng)直方圖。抖動(dòng)的均方根值為2.954ps，而且95.7%的數(shù)據(jù)處于均值的±2σ范圍內(nèi)。另外，該直方圖呈高斯分布，意味著抖動(dòng)可能來自于電子元件中的隨機(jī)噪聲過程。

圖2. PXI-5421通道間的抖動(dòng)是2.954ps。

除了T-Clock的同步性能非常好外，NI T-Clock的應(yīng)用程序接口(API)還提供了一些便捷的函數(shù)，可以用于4臺(tái)AWG的同步。第一臺(tái)虛擬儀器將所有設(shè)備鎖相到PXI的10 MHz參考時(shí)鐘上，并配置開始觸發(fā)。第二臺(tái)虛擬儀器執(zhí)行T-Clock對(duì)齊，使所有AWG的T-Clk信號(hào)同步。接著，開始生成信號(hào)，直至信號(hào)發(fā)生結(jié)束才終止程序。圖3中給出了一個(gè)簡單的例子。

圖3. 四臺(tái)虛擬儀器執(zhí)行必要的工作以準(zhǔn)確同步AWG。

使用射頻變壓器生成差分信號(hào)

有些產(chǎn)品測(cè)試系統(tǒng)的差分I/Q信號(hào)對(duì)中并不需要獨(dú)立的信號(hào)相位、幅度和直流偏置控制。對(duì)這些應(yīng)用來說，兩臺(tái)單通道的AWG加上一些外部的信號(hào)整形電路，就足以完成任務(wù)。在這種配置下，可以對(duì)I和Q信號(hào)之間的相位、幅度和直流偏置進(jìn)行控制，而不僅僅局限于I-、I+和Q-、Q+差分對(duì)之間。

所需的外部整形電路非常簡單。使用一臺(tái)射頻變壓器，將單端AWG的輸出轉(zhuǎn)換成平衡的差分信號(hào)。若采用中心抽頭的變壓器，還可以利用低成本的模擬輸出模塊在該平衡信號(hào)上加上一個(gè)直流偏置。

選擇射頻變壓器時(shí)，一個(gè)重要的規(guī)范就是插入損耗，即從變壓器的輸入端到輸出端的損耗功率的比例。插入損耗隨著輸入頻率的變化而變化，因此信號(hào)在預(yù)期帶寬內(nèi)將發(fā)生失真。因此，必須選擇一種在信號(hào)帶寬上具有低插入損耗的變壓器。

另外，要選擇中心抽頭的二次繞組變壓器。將中心抽頭連接到模擬輸出模塊上(如NI PXI-6704的16-bit模擬輸出模塊)，可以在平衡信號(hào)上加一個(gè)直流偏置。因?yàn)榇蠖郔/Q應(yīng)用都需要±1.5 V的直流偏置，所以在PXI-6704的輸出端使用一種電阻性的分壓電路，降低其±10 V的輸出電壓，從而確?？梢栽谳^小的電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)滿幅的16-bit幅度控制。

因?yàn)橹行某轭^的前后兩段繞組很少相同，所以要在電路中加入一個(gè)旁路電容，將中心抽頭連接到交流地，從而維持變壓器的平衡。完整的電路如圖4所示。

圖4. 利用中心抽頭的射頻變壓器、分壓電路和電容，采用單臺(tái)AWG生成差分信號(hào)。

插入損耗和阻抗不匹配使得變壓器輸出端的信號(hào)幅度比AWG輸出端的期望幅度要小。如果插入損耗在預(yù)期頻率范圍內(nèi)為一常量，則可以用一個(gè)電阻對(duì)其進(jìn)行模型近似。將該電阻加到變壓器的輸入阻抗上，在變壓器輸出端計(jì)算有效阻抗。NI-FGEN驅(qū)動(dòng)函數(shù)使用該值來調(diào)整NI 5421的輸出電壓，從而補(bǔ)償變壓器與NI 5421的50 Ω輸出阻抗之間的阻抗不匹配。

用于改善頻譜純度的數(shù)據(jù)插值

I/Q信號(hào)發(fā)生應(yīng)用對(duì)信號(hào)發(fā)生器的頻譜純度提出較高的要求。為了最小化數(shù)模轉(zhuǎn)換信號(hào)重構(gòu)時(shí)的鏡像失真，NI 5421發(fā)生器采用數(shù)字濾波器和模擬濾波器的組合，對(duì)通帶平坦性、相位線性性和鏡像抑制進(jìn)行優(yōu)化。

DAC的采樣頻率最低必須是期望生成的模擬信號(hào)帶寬的兩倍。盡管理論上采樣頻率fs最低是信號(hào)帶寬fo的兩倍，但是輸出信號(hào)中，|fo± nfs|上也會(huì)出現(xiàn)鏡像成分，如圖5所示。這些鏡像成分會(huì)降低信號(hào)的頻譜純度，因此必須采用低通濾波器濾除。

為了理解信號(hào)插值及其對(duì)頻譜純度的影響，不妨假設(shè)有三個(gè)不同的模擬濾波器，它們的截止頻率和階數(shù)都不相同。圖6中給出了這三個(gè)濾波器及其采樣鏡像。 “模擬濾波器1”是理想的模擬濾波器。因?yàn)樵摓V波器的衰減非常陡峭，所以實(shí)現(xiàn)成本最高，而且需要大量的電路板空間。另外，它還無法實(shí)現(xiàn)I/Q應(yīng)用中所需的通帶平坦性。模擬濾波器2則是一個(gè)更實(shí)用的濾波器，但是它無法衰減fs附近的鏡像成分。模擬濾波器中，其截止頻率后的衰減程度和截止頻率前的平坦性，這兩個(gè)度量之間存在一種平衡關(guān)系；因此，如何設(shè)定理想的濾波器參數(shù)很大程度上取決于DAC的采樣速率和生成的波形頻率。要想只用一個(gè)模擬濾波器來實(shí)現(xiàn)可變的采樣頻率和輸出信號(hào)頻率，并滿足各種嚴(yán)格的性能要求，這幾乎是不可能的。

模擬濾波器另外一個(gè)關(guān)鍵的指標(biāo)是群延時(shí)，即有限時(shí)間長度的信號(hào)(如脈沖信號(hào))通過模擬濾波器所需的時(shí)間。具有線性群延時(shí)的理想濾波器中，信號(hào)中的所有頻率成分都具有相同的延時(shí)，所以輸出信號(hào)的相位不會(huì)失真。

第三個(gè)濾波器即模擬濾波器3，其截止頻率比前面兩個(gè)濾波器都要高得多。因?yàn)榻刂诡l率非常高，所以濾波器的通帶(0到0.43fs)非常平坦。fs和2fs處的鏡像成分落在了濾波器3的通帶內(nèi)，所以根本就沒有衰減，但是可以采用數(shù)字插值濾波器減輕這種現(xiàn)象。

為了簡化模擬濾波器的要求，并在一系列采樣速率和輸出頻率上得到較好的結(jié)果，NI 5421設(shè)備使用半帶有限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器，以2倍、4倍或8倍的采樣頻率(fs)在波形的每兩個(gè)采樣值間插入1個(gè)、3個(gè)或7個(gè)值。因此，有效采樣速率等于原采樣頻率的2倍(2fs)、4倍(4fs)或8倍(8fs)。接著，DAC內(nèi)部就以該有效采樣速率運(yùn)行——特別地，數(shù)據(jù)是以該速率從內(nèi)存中讀到DAC上。

圖7中，采用2倍插值的濾波器，將DAC的有效采樣速率提高到2fs。第一組重構(gòu)鏡像位于|2fs± fo|頻率上，落入了濾波器2的止帶范圍。

這樣，模擬濾波器2可以方便地濾除數(shù)字信號(hào)發(fā)生中的所有鏡像成分，如圖7中的頻率域和圖8中的時(shí)間域所示。

使用2倍插值濾波，將DAC的有效采樣速率提高到2fs，可以更好地去除鏡像成分，并生成頻譜純度更好的信號(hào)。然而，若將插值濾波器提到4倍上，則能進(jìn)一步改善輸出信號(hào)。

圖9中顯示了采用4倍插值操作和有效采樣頻率為4fs的DAC后，信號(hào)的鏡像情況。鏡像成分被移到4fs上，而4fs大于濾波器3的截止頻率。NI 5421中所使用的這種配置，可以去除頻譜鏡像，并且具有最平坦的通帶特性。這種配置已經(jīng)接近于理想的由數(shù)字方式生成頻譜純凈的波形的方法了。NI 5421的通帶(40MHz)平坦度可以達(dá)到±0.25 dB，1MHz上總的諧波失真可以達(dá)到-75dB。

采用PCI/PXI減少波形下載時(shí)間

數(shù)字通信系統(tǒng)的測(cè)試波形可能非常大。例如，生成帶有階數(shù)等于16的偽噪聲序列(PN序列，65,635個(gè)符號(hào))的WCDMA信號(hào)時(shí)，所生成的信號(hào)大小為3.15MB。為了提高測(cè)量的統(tǒng)計(jì)可信度，應(yīng)該使用更大的PN序列。采用GPIB(IEEE 488總線)來下載大于幾百kB的波形時(shí)，速度可能會(huì)非常慢，而且會(huì)嚴(yán)重影響測(cè)試的吞吐率。雖然高速GPIB (HS488)是一種IEEE標(biāo)準(zhǔn)，但是幾乎沒有儀器可以實(shí)現(xiàn)8 MB/s的速度傳輸模式。盡管GPIB標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定理論吞吐率為1 MB/s，但是基于GPIB的儀器的吞吐率一般只能達(dá)到200-300kB/s。

采用高度優(yōu)化的驅(qū)動(dòng)和SMC架構(gòu)，對(duì)于大批量數(shù)據(jù)下載，NI 5421的下載速率可以達(dá)到84 MB/s。這個(gè)速率可以歸功于高吞吐率的PCI總線；但是，與GPIB類似，幾乎沒有哪塊外部插入的板卡其數(shù)據(jù)傳速率可以真的達(dá)到PCI吞吐率的理論最大值即132 MB/s。

表1. 下載數(shù)據(jù)到AWG中時(shí)，高吞吐率的PXI平臺(tái)比GPIB要快247～650多倍。

大容量存儲(chǔ)器用于生成長時(shí)間信號(hào)

SMC構(gòu)架可以為單通道的NI 5421任意波形發(fā)生器提供最高256MB的內(nèi)存。因?yàn)槊總€(gè)采樣值都是16bit的，所以內(nèi)存尺寸應(yīng)該為128MS(按照采樣點(diǎn)數(shù)計(jì)算)。如果采樣率為100 MS/s，則播放時(shí)間為1.28s。若采用NI 5421的數(shù)字插值方法，插值模式選為8倍，則播放時(shí)間可以擴(kuò)展至2.56s。輸入至DAC的50 MS/s數(shù)字信號(hào)，會(huì)在轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)前先插值至400 MS/s。若要生成網(wǎng)格圖和星云圖并計(jì)算誤碼率，大數(shù)據(jù)集將提高測(cè)量結(jié)果的統(tǒng)計(jì)可信度。大內(nèi)存可以生成盡可能長的非周期信號(hào)，從而極大提高測(cè)量的真實(shí)性。如果使用小內(nèi)存的AWG、采用循環(huán)的方法來生成長信號(hào)，則周期信號(hào)分量會(huì)影響測(cè)試結(jié)果，使得設(shè)備得不到充分的測(cè)試。因?yàn)閭坞S機(jī)序列是描述通信系統(tǒng)性能的一個(gè)重要工具，所以大內(nèi)存的AWG所生成的長非周期信號(hào)對(duì)于統(tǒng)計(jì)測(cè)量非常重要。

創(chuàng)建I和Q數(shù)據(jù)

有大量工具可以用來生成I和Q波形采樣數(shù)據(jù)。采用數(shù)學(xué)工具包(如MATRIXx X-Math或MathWorks MATLAB®軟件)仿真所得的數(shù)據(jù)，通常存儲(chǔ)到磁盤上。NI LabVIEW和LabWindows/CVI可以讀取大量數(shù)據(jù)，并將它們轉(zhuǎn)換為16位整型或雙精度的浮點(diǎn)數(shù)——這是NI-FGEN驅(qū)動(dòng)器可以直接接受的兩種格式。AWG首先將波形數(shù)據(jù)歸一化到±1 V范圍并提取出增益倍數(shù)，然后充分利用DAC的所有16位bit，使用前端模擬電子元件對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行放大或衰減，以確保最優(yōu)的輸出信號(hào)質(zhì)量。

LabVIEW還可以使用NI調(diào)制工具包直接生成I/Q數(shù)據(jù)。該調(diào)制工具包采用LabVIEW虛擬儀器來進(jìn)行模擬和數(shù)字信號(hào)的調(diào)制與解調(diào)(如AM、FM、PM、QPSK和QAM)。圖10中顯示了如何使用工具包為FM信號(hào)生成I和Q數(shù)據(jù)。采用第一個(gè)虛擬儀器，選擇一種標(biāo)準(zhǔn)波形(如正弦波、方波或三角波)并指定載波頻率和頻率偏移，生成FM消息信號(hào)。第二個(gè)虛擬儀器執(zhí)行調(diào)制操作，并返回FM信號(hào)的復(fù)包絡(luò)。最后，采用兩個(gè)虛擬儀器從復(fù)包絡(luò)信號(hào)中提取出I和Q數(shù)據(jù)，并將其下載到AWG上。該工具包還可以調(diào)制自定義的消息信號(hào)，并提取出調(diào)制信號(hào)的幅度和相位成分(極坐標(biāo)形式)，從而測(cè)試基于極坐標(biāo)的數(shù)字調(diào)制器。采用其它調(diào)制方法(如QAM和QPSK)的波形發(fā)生程序，也可以按照類似的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)。

圖10. 使用NI LabVIEW的調(diào)制工具包，為FM信號(hào)生成I和Q波形數(shù)據(jù)。

為了模擬通道效應(yīng)，調(diào)制工具包中提供了Rayleigh和Rician衰落模型；或者你也可以根據(jù)仿真工具的輸出，創(chuàng)建自定義的衰落模型。為了嚴(yán)格測(cè)試由調(diào)制工具包設(shè)計(jì)的解調(diào)器，可以在IQ信號(hào)中增加一些干擾如正交偏移和加性高斯白噪聲(AWGN)，從而更準(zhǔn)確地模擬真實(shí)的操作環(huán)境。