寬帶阻抗測量儀的設計——信號檢測電路設計（二）

4.3 AD8302輸出信號調理電路

該信號調理電路主要是對AD8302的輸出電壓進行有源低通濾波處理。有源低通濾波器除了濾除干擾信號外，還起著信號阻抗匹配和信號電流放大的作用。

本系統(tǒng)中使用了六通道的模數(shù)轉換器ADS8364，其輸入阻抗為20，AD8302的輸出電壓范圍在0V~1.8V，由于ADS8364的輸入電流最大要達到90mA，而AD8302的輸出電流的最大值為8mA，遠小于90mA，所以不能直接對AD8302的輸出電壓進行模數(shù)轉化，需要加運放進行電流放大。

本系統(tǒng)采用有源低通濾波器來完成濾波和電流放大，圖4-1中的LP3即為該有源低通濾波器。

LP3有源低通濾波器采用了運算放大器AD8532。AD8532為窄帶運算放大器，其帶寬為3MHz，可以有效的滿足本系統(tǒng)有源低通濾波器的帶寬要求；AD8532內部集成了兩個運算放大單元，使用一片即可構成兩個有源低通濾波器，從而可以對AD8302的兩個輸出電壓進行濾波；AD8532具有高達±250mA的輸出電流，其后接ADS8364時，輸出電壓可最大為5V，能夠滿足電流放大的功能要求。

有源濾波器類型的選擇[26]主要考慮使通帶保持平坦，以保證檢波和鑒相的精度。因而使用了巴特沃什型有源濾波器，該巴特沃什有源濾波器的增益為1，具有雙極點，其原型如圖4-9所示。

圖中1為單位電阻，C 1和C 2按照巴特沃什有源濾波器的查找表得：C 1 =1.414，C 2 =0.7071。

對所設計的濾波器性能好壞使用頻率特性測試儀實際觀察，根據(jù)觀察結果改進濾波器，直至滿足要求。首先，由通帶為2KHz，假設-3dB帶寬為f c =5KHz，選取阻抗標度系數(shù)Z=56×10 ³，則圖4-9中的兩個電阻都為56K，由C1和C2的計算公式可得其值，見式（4-8）和式（4-9）。

采用以上元件設計該有源低通濾波器，使用頻率特性測試儀進行功能觀察，發(fā)現(xiàn)2KHz處具有明顯的衰減，故對C1、 C2需要進行調整，考慮到該低通濾波器主要是對較高頻率分量進行抑制，且對帶寬的要求不甚嚴格，為了盡量保持通帶的平穩(wěn)，可放大其一3dB帶寬，最終得該有源低通濾波器如圖4- 10。

該有源濾波器的實際頻率響應特性如下圖4-11所示，其一3dB帶寬為f c =20KHz，0~5KHz波形基本不發(fā)生改變，40KHz時的衰減可達56dB。

AD8302經(jīng)過該巴特沃什有源低通濾波器后，信號得到了電流放大和高頻抑制，則可以進行模數(shù)轉換。

4.4模數(shù)轉換電路

模數(shù)轉換電路功能是對含有輸入信號大小、幅度和相位差信息的模擬電壓信號進行模數(shù)轉換，并把數(shù)據(jù)交給后續(xù)電路進行數(shù)據(jù)處理。

模數(shù)轉換器件的選擇需要考慮多個因素。

首先，對于ADC通道數(shù)的考慮。因要對AD8307的單路輸出電壓和經(jīng)濾波的AD8302雙路輸出電壓進行檢測，故在只考慮使用一片ADC器件時，該ADC的通道數(shù)要不小于3個，而對于多片ADC不予考慮。

其次，對于ADC位數(shù)的考慮。因設計要求相位的分辨率不低于0.1°，增益分辨率不低于1dB，對于AD8302來講，其增益輸出電壓斜率為30mV/dB，相位差輸出電壓斜率為10mV/度，則相位所要求的準確度更高一些，要求ADC的最小可分辯電壓要低于1mV，對于參考電壓為2.5V的ADC，其位數(shù)要大于13位，而對于參考電壓為5V的ADC，其位數(shù)要大于14位，故采用16位ADC最為合適。

再次，對于ADC速度的考慮。在掃頻時，單頻點持續(xù)時間最小為50μs，那么ADC在這50μs的時間內應采集到盡量多的數(shù)據(jù)，但考慮到快速的ADC的成本較高，所以在該因素上要顧及到速度和成本兩因素。

本系統(tǒng)中使用了16位ADS8364，內部具有相互獨立的6個ADC，每個ADC的轉換頻率為250KHz，內部有2.5V參考電壓，并有輸出數(shù)據(jù)緩沖，可支持多種工作模式。

ADS8364的參考電壓可以為外部或內部，本系統(tǒng)中使用了其內部的參考電壓，但要在其REF IN引腳加濾波電容，以盡量減少噪聲干擾。器件的CLK時鐘信號的范圍在0.05MHz~5MHz，本系統(tǒng)中使用的時鐘頻率為5MHz。

引腳A 0、A 1、A 2和ADD可用于對ADS8364的工作模式選擇。當A 2 A 1 A 0 =000~101時，表示對ADS8364內部的6個通道分別讀數(shù)，例如A 2 A 1 A 0 =000表示CHA0進行讀數(shù)，A 2 A 1 A 0 =001表示CHA1進行讀數(shù)；當A 2 A 1 A 0 =110表示按照固定順序對ADS8364進行讀數(shù)，先CHA0和CHA1，再CHB0和CHB1，最后CHC0和CHC1，如此反復；當A 2 A 1 A 0 =111時，表示對ADS8364采用FIFO方式進行讀數(shù)，即先轉換的通道先讀取數(shù)據(jù)。而ADD可以控制讀取數(shù)據(jù)時，是否讀取通道的地址信息，當ADD＝1時，對一個通道讀數(shù)需要讀兩次，第一次讀到的是該通道的地址，如CHA0的地址為0x8008，CHA1的地址為0x8009……CHC1的地址為0x800D，當ADD=0時沒有地址數(shù)據(jù)，只需要讀一次即可以把轉換數(shù)據(jù)直接讀出。引腳HOLDA、HOLDB、HOLDC分別控制兩個ADC模塊單元，本系統(tǒng)中使用A組和B組對AD8302的增益和相位輸出電壓進行不同時刻的循環(huán)采樣，C組對AD8307輸出電壓進行采樣。ADS8364的各控制信號之間的時序關系如圖4-12所示。

圖4-12中，CLK為ADS8364的時鐘，頻率為5MHz，HOLDX表示HOLDA、HOLDB、HOLDC信號中的任意一個，t_w1表示HOLDX低電平有效的最短時間為30ns；t_w2表示相鄰兩個HOLDX有效的最短時間為30ns；t conv表示ADC開始轉換到數(shù)據(jù)準備輸出所需要的時間為4us；EOC信號用于通知外部器件模數(shù)轉換結束，可以進行數(shù)據(jù)讀取了；CS為片選信號，t_w3表示RD信號保持低電平有效的最短時間為40ns，CS低電平有效的時間總是要大于t _w3，t_w4表示連續(xù)讀信號所需保持高電平無效的最短時間為40ns；BYTE表示對讀取數(shù)據(jù)位數(shù)的選擇，為1輸出8位數(shù)據(jù)，為0輸出16位數(shù)據(jù)。

在本系統(tǒng)中設定A 2 A 1 A 0 =111，ADD=1，使用FIFO方式讀取通道地址和轉換數(shù)據(jù)；BYTE=0采用16位數(shù)據(jù)的讀取，并使WR為1無效，讀信號RD、片選信號CS來自控制電路，采集完成信號EOC作為握手信號通知控制電路進行數(shù)據(jù)的采集。

增益相位檢測電路在輔助檢波電路的反饋下，對輸入信號和參考信號進行信號功率的調整，使其滿足增益相位檢測器AD8302對輸入信號的要求，并由有源低通濾波器對增益和相位電壓進行濾波和電流放大處理后送到模數(shù)轉換器ADS8364，ADS8364把其轉換為可被后續(xù)電路進行實時處理的數(shù)字量。

4.5相位極性判斷電路

相位極性判斷電路主要是判斷二路輸入信號的超前滯后極性，該電路主要由分頻器MC12080、施密特觸發(fā)器TL714C、D觸發(fā)器SN74LVC74組成。如圖4-13所示。1nF電容起隔直作用。

分頻器MC12080具有四個分頻系數(shù)，分別是10、20、40、80，由外部信號通過三個引腳控制，根據(jù)輸入的頻率不同，可以采用不同的分頻系數(shù)，這樣做的目的是便于對輸入信號進行整形，因為整形電路的最高頻率只能達到100MHz，所以先進行分頻，使輸入信號頻率降低。

MC12080其內部邏輯結構圖如圖4-14所示。

工作電壓為+5V電源，最高輸入頻率可達1GHz，輸出電壓幅度與負載電阻有關。因為它的后面接整形電路，所以整形電路的輸入電阻即是分頻器的負載電阻，一般整形電路的輸入電阻都比較大，因而在輸出端并聯(lián)一1K的電阻，使其負載電阻不至于太大，這樣可以保證其輸出電壓擺幅不會過大，本系統(tǒng)取820負載電阻。本系統(tǒng)用兩片MC12080分別對兩路輸入信號進行分頻。由相同的控制信號控制它們的分頻比，所以兩路信號的分頻比總是相同的。

施密特特觸發(fā)器的作用是將分頻后的正弦波整形為方波，本系統(tǒng)用AD公司的高速比較器AD8612，14腳封裝，其內部具有兩路獨立的比較器，所以用一片即可完成兩路信號的整形。其最高輸入頻率達100MHz，傳輸延遲時間只有4ns，工作電壓范圍是3V~5V，本系統(tǒng)采用單+5V供電。

D觸發(fā)器是用TI公司的SN74LVC74，14腳封裝，工作電壓范圍為1.65~3.5V，允許5V輸入信號，內部有兩個獨立的D觸發(fā)器，分別帶有置位和復位功能引腳，本系統(tǒng)只用一個觸發(fā)器，如圖4-13所示，一路信號接在時鐘輸入引腳，另一路接在D輸入引腳，SN74LVC74的時鐘輸入信號頻率允許達到100MHz，所以可以與整形電路輸出直接相接。D觸發(fā)器的輸出接到DSP的數(shù)據(jù)線上。