適用于低通跨阻濾波器的低噪聲低失調(diào)斬波全差分運(yùn)放

作者　 張陽 電子科技大學(xué) 微電子與固體電子學(xué)院(四川 成都 610054)

張陽(1992-)，碩士生，工程師，研究方向：集成電路。

摘要：零中頻接收機(jī)的核心模塊低通跨阻濾波器需要低噪聲低失調(diào)的全差分運(yùn)放，針對(duì)傳統(tǒng)全差分運(yùn)放具有高噪聲高失調(diào)的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種嵌套式斬波全差分運(yùn)放?；趆lmc40lp工藝，通過Spectre仿真工具進(jìn)行仿真與驗(yàn)證。斬波頻率fchopper,low=1 kHz、fchopper,high=1 MHz時(shí)的仿真結(jié)果表明，設(shè)計(jì)的運(yùn)放具有較低的輸入等效噪聲(輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz))，較低的輸入失調(diào)電壓(1.007 V)，運(yùn)放的開環(huán)增益為84.6 dB，運(yùn)放的增益帶寬積為140 MHz。

0 引言

　　低通跨阻濾波器是零中頻接收機(jī)中一個(gè)核心模塊，主要作用是將前級(jí)電路的直流小信號(hào)電流信號(hào)放大以及轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，從而供后級(jí)電路處理。基于噪聲的考慮，接收機(jī)一般采用無源混頻器，原因在于無源混頻器不存在直流電流，它本身的噪聲對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的貢獻(xiàn)可以忽略不計(jì)^[1-2]。但是，這也使得低通跨阻濾波器必須具有更好的低頻噪聲性能^[3]，運(yùn)放在低頻段的噪聲主要是1/f噪聲。如圖1(a)所示，其中R1=R2，R3=R4。R1與R2為跨阻濾波器輸入端等效電阻，跨阻濾波器增益與電阻R3、R4的阻值相等。因?yàn)槲覀冃枰獧z測(cè)微弱信號(hào)，R3、R4阻值相對(duì)較大。跨阻濾波器輸出端固定失調(diào)電壓等于運(yùn)放輸入失調(diào)電壓值乘以R3/R1，假如運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓過大，則跨阻濾波器輸出端固定失調(diào)電壓相對(duì)較大，而跨阻濾波器的輸出動(dòng)態(tài)范圍(輸出擺幅)是固定的，固定失調(diào)電壓會(huì)大幅減小跨阻濾波器的輸出擺幅，從而減少跨阻濾波器能夠無失真放大電流的范圍，所以減小全差分運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓是勢(shì)在必行。同時(shí)，為了減小跨阻濾波器的增益損失以及增大混頻器的線性度^[4]，運(yùn)放的增益需要大于80 dB，帶寬需要大于100 MHz。

　　針對(duì)運(yùn)放需具備低噪聲、低失調(diào)以及高增益的特性，本文提出了一種滿足要求的同時(shí)結(jié)合嵌套斬波技術(shù)以及增益自舉技術(shù)的全新的全差分折疊共源共柵式運(yùn)放結(jié)構(gòu)。由于嵌套斬波技術(shù)可以大幅消除運(yùn)放輸入失調(diào)以及低頻噪聲，同時(shí)能夠減小因斬波開關(guān)動(dòng)作引起的殘余失調(diào)量，而增益自舉技術(shù)可以大幅增加運(yùn)放增益，避免使用兩級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu)，從而減小需要的共模反饋電路數(shù)量，而增益自舉技術(shù)使用的運(yùn)放可以作低功耗設(shè)計(jì)，相應(yīng)地減少了運(yùn)放功耗。由于跨阻濾波器后面接有大電容負(fù)載，本文利用接成單位增益負(fù)反饋的運(yùn)放作為緩沖級(jí)來驅(qū)動(dòng)后級(jí)負(fù)載，這也同時(shí)避免了后級(jí)小電阻負(fù)載減小主運(yùn)放的增益。同時(shí)，利用本文設(shè)計(jì)運(yùn)放結(jié)構(gòu)的特殊性，直接利用并聯(lián)的電阻與電容在單位增益負(fù)反饋的運(yùn)放輸出端取共模電平，然后使用簡(jiǎn)單的共模反饋電路穩(wěn)定整體電路的靜態(tài)工作點(diǎn)，如圖2所示，這樣設(shè)計(jì)的優(yōu)勢(shì)在于，電阻阻值可以設(shè)計(jì)得較小且不會(huì)減小主運(yùn)放的增益。文獻(xiàn)[5]為了保證高增益而采用了兩級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu)，同時(shí)為了使共模反饋電路不影響整體運(yùn)放增益，使用兩個(gè)差分對(duì)檢測(cè)共模電壓的結(jié)構(gòu)，以達(dá)到與本文設(shè)計(jì)的共模反饋電路相同的帶寬，文獻(xiàn)[5]的共模電路消耗的電流需要是我設(shè)計(jì)的電路的兩倍，而且兩級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu)需要兩級(jí)共模反饋電路，因此本文設(shè)計(jì)的運(yùn)放相對(duì)于文獻(xiàn)[5]的設(shè)計(jì)復(fù)雜性大大降低，同時(shí)降低了消耗的電流。

1 斬波穩(wěn)定原理以及非理想因素分析

　　斬波穩(wěn)定(CHS:Chopper Stabilization)技術(shù)是E.A.Goldberg在1948年提出的^[5]。CHS技術(shù)主要將低頻的噪聲以及失調(diào)調(diào)制到高頻，之后通過一個(gè)低通濾波器將它們完全濾掉。在理想情況下，斬波技術(shù)能夠完全消除掉直流失調(diào)以及低頻段1/f噪聲。

1.1 基本原理

　　如圖1(b)是一個(gè)斬波放大器的基本架構(gòu)^[6]。首先，輸入信號(hào)由斬波器chopper1調(diào)制到高頻。之后，被調(diào)制到高頻的輸入信號(hào)、直流失調(diào)以及輸入1/f噪聲同時(shí)被放大器放大。然后，經(jīng)過放大的輸入信號(hào)被斬波器chopper2還原，而直流失調(diào)以及1/f噪聲被調(diào)制高頻。最終，一個(gè)低通濾波器將調(diào)制到高頻的噪聲以及失調(diào)濾除，得到的輸出信號(hào)就是經(jīng)過放大的輸入信號(hào)，這樣就消除了直流失調(diào)以及噪聲對(duì)信號(hào)的影響。

1.2 嵌套斬波技術(shù)

　　斬波器的開關(guān)一般由CMOS管構(gòu)成。由于控制斬波器開關(guān)管柵端的信號(hào)為具有斬波頻率的時(shí)鐘信號(hào)，時(shí)鐘信號(hào)的跳變會(huì)通過柵漏或柵源交疊電容耦合到信號(hào)通路，從而引入殘余失調(diào)。同時(shí)，由于該CMOS開關(guān)管不是理想的開關(guān)管，開關(guān)管的通斷會(huì)產(chǎn)生溝道電荷注入效應(yīng)，在信號(hào)通路引入失調(diào)。上述兩個(gè)因素共同作用效果如圖1(c)，每次開關(guān)動(dòng)作會(huì)在開關(guān)切換邊緣引入一個(gè)幅度很大的毛刺電壓。經(jīng)過輸出快速斬波器的調(diào)制，這個(gè)毛刺電壓變?yōu)槠骄禐閂os，res的高頻紋波V1，V1信號(hào)頻率是斬波頻率的兩倍，如圖1(c)所示。V1信號(hào)能量平均值為Vos,res，經(jīng)過末端低通濾波器之后形成輸出殘余失調(diào)?？刂茢夭ㄩ_關(guān)的時(shí)鐘信號(hào)頻率越高，開關(guān)管面積越大，輸出殘余失調(diào)就越大。

　　嵌套斬波技術(shù)工作原理如圖1(c)所示，利用兩組快慢斬波開關(guān)，快速斬波時(shí)鐘頻率是慢速斬波時(shí)鐘頻率的整數(shù)倍，這樣輸出慢速斬波器正好可以將快速斬波開關(guān)引入的高頻紋波V1轉(zhuǎn)化為電壓V2，V2能量平均值為0，信號(hào)周期等于Tlow,chop。在理想情況下，V2信號(hào)會(huì)被濾波器濾除而不會(huì)產(chǎn)生殘余失調(diào)。使用嵌套斬波需要注意的是：輸入信號(hào)的頻率不能超過低頻斬波信號(hào)的頻率。

　　選擇合適的斬波頻率直接關(guān)系著整個(gè)斬波放大器的性能。為了減小運(yùn)放的增益損失，斬波頻率需要小于運(yùn)放的3 dB帶寬;同時(shí)為了有效地減小1/f噪聲，斬波頻率需要大于噪聲轉(zhuǎn)角頻率^[5]，該斬波頻率是嵌套斬波技術(shù)中的高頻斬波信號(hào)的頻率。為了有效減小快速斬波引入的殘余失調(diào)，低頻斬波信號(hào)的頻率一般設(shè)置為高頻斬波信號(hào)頻率的1/1000。

2 整體電路設(shè)計(jì)

　　本文設(shè)計(jì)的斬波全差分運(yùn)放是具有增益自舉結(jié)構(gòu)的全差分折疊共源共柵式運(yùn)放，整體電路圖如圖2所示。由于低通跨阻濾波器需要運(yùn)放增益大于80 dB，普通的折疊共源共柵式運(yùn)放無法達(dá)到要求，因此本論文采用增益自舉結(jié)構(gòu)來提高運(yùn)放增益，輔助運(yùn)放OP_1的結(jié)構(gòu)如圖3所示。根據(jù)文獻(xiàn)[7]所述，我設(shè)定輔助運(yùn)放的單位增益帶寬在無增益自舉技術(shù)的主運(yùn)放的3 dB帶寬以及單位增益帶寬之間，這樣輔助運(yùn)放引入的零極點(diǎn)對(duì)不會(huì)影響運(yùn)放的整體穩(wěn)定性。因?yàn)橐乖诳缱铻V波器輸出端的低阻抗負(fù)載不影響整體運(yùn)放的增益，我們需要在折疊共源共柵式運(yùn)放以及跨阻濾波器輸出端的低阻抗負(fù)載之間加上一級(jí)緩沖器，如圖2所示，buffer1以及buffer2可以確保低阻抗負(fù)載不會(huì)影響主運(yùn)放的增益。同時(shí)，緩沖器的引入可以簡(jiǎn)化共模反饋電路設(shè)計(jì)，我們可以直接使用電容C1與C2以及電阻R1與R2在buffer1與buffer2輸出端提取輸出電壓共模電平，通過cmfb運(yùn)放得到共模反饋電壓Vcmfb，返回到主運(yùn)放，穩(wěn)定主運(yùn)放的輸出端OTN以及OTP的輸出共模電壓。

　　在圖2中，Chopper_low1、Chopper_high1、Chopper_high2a、Chopper_high2b、Chopper_high2c和Chopper_low2是斬波開關(guān)模塊，其中Chopper_low1與Chopper_low2是慢速斬波模塊，Chopper_high2a、Chopper_high2b與Chopper_high2a、Chopper_high2c是快速斬波模塊。Chopper_low2被放置在折疊共源共柵運(yùn)放的輸出極點(diǎn)(同時(shí)是運(yùn)放的主極點(diǎn))，Chopper_high2a與Chopper_high2c放置在低阻節(jié)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)快速斬波。由于輔助運(yùn)放OP_1的噪聲對(duì)總體運(yùn)放噪聲有一定貢獻(xiàn)，所以利用Chopper_high2a與Chopper_high2c在輔助運(yùn)放的環(huán)路中可以減小輔助運(yùn)放對(duì)噪聲的貢獻(xiàn)。PMOS管MP3、MP4、MP5與MP6以及NMOS管MN3與MN4是主要貢獻(xiàn)噪聲的管子，必須取大尺寸的管子。同時(shí)，MP3與MP4的過驅(qū)電壓可以減小，增大其跨導(dǎo)，而MP5、MP6、MN3與MN4作為負(fù)載管，可以適當(dāng)增大其過驅(qū)電壓，減小其跨導(dǎo)。輔助運(yùn)放OP_1電路圖如圖3所示，想減小輔助運(yùn)放的輸入等效噪聲，MP18、MP22、MP24、MP25、MN12與MN18取大尺寸管子。MN13、MN14、MN15與MN16構(gòu)成共模反饋電路，穩(wěn)定輔助運(yùn)放的輸出共模電平。

　　設(shè)計(jì)斬波調(diào)制器，主要考慮減小開關(guān)的溝道電荷注入以及時(shí)鐘饋通效應(yīng)，同時(shí)我們還要主要減小開關(guān)導(dǎo)通電阻，減小開關(guān)消耗的電壓余度。采用帶虛擬管的開關(guān)有助于減小部分電荷注入以及時(shí)鐘饋通的影響，虛擬管在開關(guān)管兩側(cè)，源漏短接，尺寸是開關(guān)管的1/2，具體電路如圖2所示^[9]。小的開關(guān)尺寸能減小時(shí)鐘饋通，Chopper_low1與Chopper_low2采用1.6μm/0.27μm。而為了減小導(dǎo)通電阻，Chopper_high1、Chopper_high2a、Chopper_high2b與Chopper_high2c采用3.2 /0.27 的較大尺寸。版圖設(shè)計(jì)時(shí)，要特別注意增加開關(guān)管的匹配性，從整體減小電荷注入以及時(shí)鐘饋通影響。

3 仿真結(jié)果分析

　　因?yàn)榘瑪夭ú僮鞯倪\(yùn)放實(shí)際上是周期性工作，所以我使用Cadence公司的spectre仿真工具中的PSS、PAC、Pnoise對(duì)其周期性幅頻特性以及噪聲特性進(jìn)行仿真。本文設(shè)計(jì)使用hlmc40lp工藝，電源電壓為2.5 V，斬波頻率fchopper,low=1 kHz、fchopper,high=1 MHz。

　　采用PAC仿真結(jié)果表明，其開環(huán)增益為84.6 dB，增益帶寬積為140 MHz，帶寬為9.218 kHz。其消耗的總功耗為2.8 mA，buffer1與buffer2每支都消耗1.038 mA的功耗，所以該跨阻濾波器的帶負(fù)載能力較強(qiáng)。

　　采用Pnoise仿真得到仿真結(jié)果如圖4所示 ，放大器輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz)，而無斬波時(shí)放大器輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處為1.254 μV/sqrt(Hz)，噪聲性能有明顯改善。圖4(b)中1 kHz出現(xiàn)了一個(gè)尖峰，說明噪聲被調(diào)制到高頻，這對(duì)工作在低頻的運(yùn)放是個(gè)理想的結(jié)果，被調(diào)制到高頻的噪聲不會(huì)影響運(yùn)放的性能，這也證明斬波技術(shù)能極大的提高運(yùn)放性能。

　　為了仿真斬波運(yùn)放輸入失調(diào)電壓，我使用斬波運(yùn)放搭建單位增益負(fù)反饋電路，然后給每個(gè)管子加上偏差進(jìn)行蒙特卡羅瞬態(tài)仿真，取斬波運(yùn)放正負(fù)輸出端電壓之差在固定一段時(shí)間內(nèi)的均值作為運(yùn)放單個(gè)失調(diào)電壓。最后對(duì)蒙特卡羅仿真得到的多個(gè)失調(diào)電壓值直接取均方根值(RMS值)作為斬波運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓，仿真結(jié)果如圖5所示。圖5仿真結(jié)果表明斬波技術(shù)能夠有效地減小運(yùn)放的失調(diào)電壓，而嵌套斬波技術(shù)相對(duì)于普通斬波技術(shù)能有效減小因開關(guān)引起的殘余失調(diào)量。

　　表1給出了本設(shè)計(jì)與其他論文的性能的比較。與其他論文相比，本文設(shè)計(jì)的斬波運(yùn)放等效輸入失調(diào)電壓以及等效輸入噪聲相對(duì)較低，本設(shè)計(jì)在綜合整體性能具有相當(dāng)?shù)膬?yōu)勢(shì)。

4 結(jié)論

　　本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于跨阻濾波器的低噪聲低失調(diào)斬波運(yùn)放電路。仿真結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)的運(yùn)放具有較低的輸入等效噪聲(輸入等效噪聲功率譜密度在100 Hz處僅為7.668 nV/sqrt(Hz))，極低的輸入失調(diào)電壓(1.007 μV)，開環(huán)增益為84.6 dB，增益帶寬積為140 MHz。本文設(shè)計(jì)的斬波運(yùn)放電路完全能滿足跨阻濾波器對(duì)運(yùn)放的要求。

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　　本文來源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第8期第53頁，歡迎您寫論文時(shí)引用，并注明出處。