基于TMS320F240芯片的光伏并網發(fā)電系統的控制方法

1　概述
　　
預測控制算法是近幾年發(fā)展起來的一種新型數字控制算法。這種算法和以狀態(tài)空間法為代表的現代控制理論設計方法有著明顯的不同。它不需要被控對象的精確數字模型，而是利用數字計算機（或單片機）的計算能力實行在線滾動優(yōu)化計算，從而取得好的綜合控制效果。
　　
由于預測控制一般都采用較長的采樣周期，而且它具有積分式結構，所以在對模型失配有較強魯棒性的同時，也存在著對隨機突發(fā)干擾難以及時控制的不足。另外，在預測控制算法中，所選參數與工程指標的聯系也不夠緊密。而在工程中獲得廣泛應用的PI控制在這兩個方面和預測控制有著很強的互補性。因此兩者的結合，使得本系統的控制算法性能平衡、良好。

2　光伏并網系統功能和內部模塊簡介
　　
光伏并網系統主要功能是將太陽電池陣列產生的直流電能通過該逆變裝置饋送給電網，從而實現利用太陽能發(fā)電。目前，這類并網發(fā)電系統在美國、日本、澳大利亞以及歐洲都有了很多應用。

有源逆變系統的模塊構成框圖如圖1所示。
　　
光伏并網發(fā)電系統的核心為控制主板，各種信號的采集和處理均由其完成。系統進行并網工作的基本過程主要由F240芯片的捕捉中斷（CAPINT）和PWM載波周期的定時中斷完成。電網電壓產生的過零脈沖信號加至F240的捕捉中斷輸入口CAP1上，以此時間點作為基準給定正弦波信號的時間起點，同時根據目前PWM的實際脈寬值與理論脈寬值修正載波周期，從而使并網系統的并網輸出電流與電網電壓保持同頻、同相?！　∠到y的功率橋式開關電路采用單極性SPWM調制方式，具體工作過程如下：PWM載波周期的定時器中斷從固定數據表中讀出單位正弦波數據，根據電流幅值指令信號大小進行預處理，得到臨時脈寬CMPRTEMP，再將該數據和經過A／D采樣和經過預測處理后的電網電流值、電網電壓值進行綜合PI運算處理，得到實際的脈寬CMPR1，控制功率器件T1、T2和T3、T4的導通和關斷。下一次PWM載波周期中斷重復上述處理過程，這樣，通過電流跟蹤就可以得到由程序自由控制的并網輸出電流，當然這必須在功率允許范圍之內。

3　系統控制方法的分析

系統工作實際控制運算流程如圖2所示?！　?/p>

圖中：電流Ig為由程序給定的并網電流幅值指令信號，相當于并網輸出電流的有效值。模型1為由單位電流Ig所確定的2π周期的正弦波電流的離散瞬時值，分為150點，每點間隔2．4°；模型2和模型3都是預測跟蹤模型。
　　
系統控制中的關鍵點一是使用了前饋補償（干擾補償校正），二是使用了預測控制和PI控制相結合的控制方法。

3．1　前饋補償
　　
并網系統的實質是有源逆變系統，為此，可以將電網交流電壓當作系統的干擾源。所以控制過程中的電網電壓實時采集通道為前饋補償通道，即從電網采集電網電壓，經過模型預測后和Ig1相加。如果去除該通道，僅僅使用PI調節(jié)運算，通過試驗發(fā)現，電流波形在給定電流Ig較小時有明顯的畸變，系統工作不穩(wěn)定，電抗器La發(fā)出難聽的噪音。

這主要有以下兩個方面的原因：
　　
（1）經測量，電網電壓中有較多的諧波分量，對系統的穩(wěn)定性產生了明顯的干擾；
　　
（2）電網電壓的幅值在不同時間、不同地點變化很大，編制通用的程序有較大困難。
　　
在使用了電網電壓實時A／D采樣前饋通道后，取得了很好的控制效果。Ig從零到額定功率，均可獲得理想的正弦波并網電流（失真度＜3％）。

3．2　預測控制和PI調節(jié)綜合控制方案的實現

3．2．1　預測控制方法的分析
　　
預測控制算法與通常的離散最優(yōu)控制算法不同，不是采用一個不變的全局優(yōu)化目標，而是采用滾動式的有限時域優(yōu)化策略。其優(yōu)化過程不是一次離線進行，而是在線反復進行優(yōu)化計算、滾動實施，從而使模型失配、時變、干擾等引起的不確定性能得到彌補，提高了系統的控制效果。本控制過程中采用預測控制方法，對于克服由于電網電壓的諧波、毛刺以及其他干擾因素等所帶來的系統不穩(wěn)定，具有明顯的實際效果。另外一個使用預測控制的重要原因是為了盡量減小A／D采集中毛刺信號的干擾，系統中使用了RC濾波電路，從而使A／D采集的數據滯后于實際的信號，該滯后時間和F240的定時采樣周期可以比擬，無法忽略。

3．2．2　具體控制算法的實現
　　
在實際的計算中，并網的交流電流和電網的交流電壓的A／D采樣值需要進行預測。根據A／D采樣電路中濾波電容的數值和阻值以及試驗的結果，預測1／2采樣周期，取得了較好的結果。

具體的預測方法如下：
　　
由于硬件A／D輸出電路使用了阻容濾波，本身具有的延遲作用，使得A／D采樣所得值滯后于實際值，如果此時使用該A／D值進行運算，必將使得結果產生誤差。具體預測時間間隔，A／D采樣電路中的RC具體的數值為R取10kΩ，C取0．01μF，則延遲時間大約在100μs，而程序中的每個采樣周期T為20ms／150＝166．6μs，考慮實際離散計算的方便性

以及實際的實驗效果，使用預測T／2的計算方法。　　預測公式的計算如圖3所示，其中，xi相當于采樣時間，xi－xi－1＝T；wi對應于每個xi時刻的A／D采樣值，w4為當前A／D采樣值，wm為預測值，xm－x4＝T／2。預測公式如下：

由于在本系統中，T很小，采樣點間隔為2．4°，所以在計算導數公式時，由線性公式近似代替，可得公式（2）和（3）。

式中　wn為A／D采樣值；xn為定時器中斷點。

取Δt＝T／2，則

考慮到單片機的計算精度，在實際計算過程中，不可以使用上面的計算公式直接計算，首先應該將上面的公式進行變形。

使用上述公式計算，更加方便，且在運算過程中結果不會溢出。
　　
預測模型2和模型3都使用公式（5）作為預測方案?！　∈褂眠@種控制方案，使得系統無論在動態(tài)響應，還是在穩(wěn)定性方面，都具有良好的性能。如圖4所示，不使用前饋調節(jié)時，由于PI調節(jié)的范圍較大，所以輸出的電流波形在波峰有裂口，而使用前饋調節(jié)后，如圖5所示，波形的改善是很明顯的。

4　結論
　　
本課題是國家“九五”科技攻關項目。目前已經通過國家科委驗收，各項指標均達到設計目標。已經在現場連續(xù)工作了九個多月（2000．11安裝），沒有出現故障?？梢娫摽刂品桨冈诒鞠到y中得到了很好地應用。參考文獻