簡化電流感應,如何使用電流檢測放大器進行設計（五）

第 1 章：電流檢測概述,集成電阻器電流傳感器如何簡化 PCB 設計

第 2 章：超出范圍電流測量,測量電流以檢測超出范圍的情況

第 3 章：開關系統(tǒng)中的電流檢,測具有增強型 PWM 抑制功能的低漂移、精密直列式電機電流測量

第 4 章：集成電流檢測信號鏈,集成電流檢測信號路徑

第 5 章：寬 VIN 和隔離式電流測量,將差分輸出（隔離式）放大器連接到單端輸入 ADC(√）

突破分立式電流檢測放大器的,最大共模范圍

雙 DRV425 匯流條應用的設計注意事項

第5章：寬 VIN 和隔離式電流測量

將差分輸出（隔離式）放大器連接到單 端輸入 ADC

無論您是檢測工業(yè)三相伺服電機系統(tǒng)、電動汽車電池管 理系統(tǒng)還是光伏逆變器中的電流，通常都需要包含某種 安全隔離方案。安全相關標準定義了與特定設計相關的 終端設備特定隔離要求。確定所需安全絕緣級別（基本、補充或增強）需要考慮各種因素，具體取決于設備 類型、所涉及的電壓水平以及設備的安裝環(huán)境。

TI 提供了各種用于電壓和電流 分流檢測的隔離式分流放大器，可滿足基本或增強型隔離要求。對于需要增強型隔離的應用，AMC1301 輸出 圍繞 1.44V 共模電壓變化的全差分信號，可以直接饋送 到獨立模數轉換器 (ADC) 中（如圖 1 所示），或者饋 送到 MSP430^TM 和 C2000^TM 微控制器系列的板載 ADC 中。

嵌入式 ADC

MSP430 和 C2000 處理器系列都具有嵌入式單端輸入 ADC - 因此問題 變?yōu)椤叭绾螌⒃摬罘中盘杺鬏數轿业? 單端數據轉換器中？”為達到這一目標，最簡單的方法 是僅使用 AMC1301 的一個輸出，將第二個輸出懸空。 該解決方案的缺點是數據轉換器只能使用一半的輸出電 壓擺幅，從而降低了測量的動態(tài)范圍。AMC1301 的模擬 輸入范圍是 ±250mV。在 8.2 的固定增益下，VOUTN 和 VOUTP 電壓為 ±1.025V，圍繞 1.44V 共模輸出電 壓變化，如圖 2 所示。差分輸出電壓為 ±2.05V。

通過添加差分轉單端放大器輸出級（如圖 3 所示）， 使 ADC 能夠實現 AMC1301 的整個輸出范圍。 

假設在 VIN 處施加 ±250mV 的滿量程 正弦波，AMC1301 的內部增益將在相位差為 180 度的 V OUTP 和 VOUTN 點提供 2.05V 的峰峰值輸出。這些信號 之間的差值 VODIF 具有 4.1V 的峰峰值。當 R1 = R4 且 R2 = R3 時，公式 1 顯示了輸出級的傳遞函數：

在公式 1 中為 R1 至 R4 使用等值電阻器并將 VCM 設 置為 2.5V，則公式 1 簡化為公式 2：

圖 4 顯示了 AMC1301 的輸入和輸出電壓， 最終差分轉單端輸出級的輸出電壓。全新 差分電壓可轉換為 0.5V 至 4.5V 的單端信號。 

根據 ADC 的輸入電壓范圍，您可以將增益或衰減納入差分轉單端級，以調整輸出擺幅。輸出共模電壓是可調的，以供同時滿足 ADC 的輸入需求。

設計示例

大多數 MSP430 器件上的嵌入式 ADC 在使用內部電壓 基準時的輸入電壓范圍為 0V-2.5V。使用 AMC1301 的 VOUTP 將為 ADC 提供 0.415V 至 2.465V 的輸入信 號，該信號完全處于轉換器的輸入范圍內，同時僅使用 AMC1301 的一半輸入范圍。如圖 5 所示，通過使用增 益為 0.5 的差分轉單端放大器配置和 1.25V 的共模電壓，AMC1301 的整個電壓范圍適用 于 ADC。

以 MC1301 的單個輸出來驅動使 單端 ADC，但在輸出端添加雖用 差分轉單端運算放大器級可然A確保目標應用具有最大的可能動態(tài)范圍。

備選器件建議

AMC1100 或 AMC1200 以較低的價格提供與 AMC1301 性 能類似的基本隔離。對于需要雙極輸出選項的應用， TLV170 是很好的選擇。

突破分立式電流檢測放大器的最大共模范圍

對于高側電源電流檢測需求，您必須了解電源的最大電壓額定值。最大電源電壓將決定電流檢測放大器的選 擇。電流檢測放大器的共模電壓應超過電源上的最大電 壓。例如， 如果您要在瞬態(tài)電壓不超過 96V 的 48V 電源上測量 電流，則需要設計一個最大共模電壓支持 96V 的電流 檢測放大器。

對于一個 400V 電源，您需要選擇共模 電壓支持 400V 的電流檢測放大器。 如果您需要實現小于 1% 精度的目標，那么高壓、高側電流檢測的成本可能會很昂貴。對于高于 90V 的 共模電壓，電流檢測放大器的選擇通常 僅限于可能很昂貴且需要龐大物料清單 (BOM) 的隔離 技術。但是，通過添加一些廉價的外部組件（如電阻 器、二極管和 P 溝道金屬氧化物半導體 (PMOS) 場效 應晶體管 (FET)，可以將低壓共模電流檢測放大器擴展到超出其最大額定值。

采用電阻器的共模電壓分壓器

監(jiān)測高壓高側電流檢測的 最簡單方法是在設計中采用具有外部輸入電壓分壓器 的低壓電流檢測放大器。例如，如果您為 80V 應用 選擇 40V 共模電壓放大器，則需要 將 80V 輸入共模電壓 拆分為 40V 共模電壓。您可以使用外部電阻分壓器來拆分該 電壓，如圖 1 所示。

不過，這是一種簡單的設計方法，其優(yōu)缺點很明顯。 放大器的增益誤差和共模抑制比 (CMRR) 取決于外部輸入分壓器電阻器的精度和匹配度。除了增益誤差和 CMRR 誤差之外，外部電阻 器的容差也會引起輸入電壓的不平衡，從而導致額外的輸出誤差。

此誤差會隨溫度的升高而增加，具體取決于電阻器的漂移規(guī)格。 一種最大程度地減小輸出誤差的方法是使用匹配 0. 1% 精度的低溫度漂移外部電阻分壓器。

擴展電流輸出放大器的共模范圍

由于分壓器具有輸出誤差和性能下降的嚴重后果，因此 另一種方法是將電流輸出放大器的接地基準移到高壓共 模節(jié)點，如圖 2 所示。圖 2 允許在超出 INA168 額定 共模電壓 (60V) 的更高電壓下進行電流檢測。 通過設計適當的 PMOS FET (Q1)，您可將此技術擴展到任何超 過 60V 的電壓。

在圖 2 中，齊納二極管 DZ1 用于調節(jié)電流分流監(jiān)控器工作的電源電壓，該電壓會相對于電源電壓浮動。 DZ1 可在預期的電源電壓范圍（通常為 5.1V 至 56 V）內為 IC1 和 Q1 的組合提供足夠的工作電壓。選 擇 R1 可將 DZ1 的偏置電流設置為某個大于 IC1 最 大靜態(tài)電流的值。

圖 2 中顯示的 INA168 在 400V 時的最大額定值 為 90μA。DZ1 中的偏置電流在 400V 時約為 1m A，遠高于 IC1 的最大電流（所選的偏置電流值 可以將 R1 中的耗散限制為小于 0.1W）。將 P 溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET) Q1 連接到共源共柵放大器，可將 IC1 的輸出電流降至接地 電平或更低。晶體管 Q1 的 額定電壓應比總電源與 DZ1 之間的差值高幾伏特，因 為 Q1 源極上會出現向上電壓擺動。選擇 RL（IC1 的 負載電阻器）時假設 IC1 是單獨使用的。Q1 的共源共 柵放大器連接可確保使用 IC1 時可遠高于其正常的 60 V 額定值。圖 2 中顯示的示例電路是專為 400V 工作電壓設計的。

擴展功率監(jiān)視器的共模電壓范圍高壓系統(tǒng)（40V 至 400V）的系統(tǒng)優(yōu)化和功耗監(jiān)控若經過精確實施，可以改善系統(tǒng)功耗管理和效率。了解電流、電壓和系統(tǒng)功耗信息有利于診斷故障或計算系統(tǒng)的總功耗。監(jiān)控故障和功耗優(yōu)化可防止過早出現故障并顯著降低功耗（通過優(yōu)化系統(tǒng)關閉和喚醒）。

圖 3 說明了如何在支持 40V 至 400V 系統(tǒng)的應用中采 用 36V 共模電壓功耗監(jiān)控器件 INA226。圖 2 顯示了用于將分流電阻器上的感應電壓鏡像到精密電阻器 R1 上的精密軌至軌 OPA333 運算放大器。 OPA333 在其電源引腳之間使用 5.1V 齊納二極管浮動高達 400V。

該運算放大器用于驅動電流跟隨 器配置中的 600V PFET 的柵極。通過選擇低泄漏 PF ET，即使在測量的低端也能獲得準確的讀數。R1 上的電壓可設置 FET 的漏極電流。

通過使 FET 漏極中的電阻器 R2 匹配為等于 R1，R2 上將形成 VSEN SE 電壓 (VR2)。INA226 電流監(jiān)控器的輸入端連接在 R2 上，用于電流檢測。因此，該電流監(jiān)控器不需要高共模能力，因為它只能檢測到在 VSENSE（通常小于 100mV）左右徘徊的共模電壓。INA226 是具有 I2C 接口的高精度電流/電壓/功率監(jiān)控器。

INA226 還可以檢測小于 36V 的總線電壓。由于此處使用的總線電壓為 400V，因此采用分壓器將高壓總 線降壓到 INA226 共模范圍內的電壓。采用 64 的比率后，總線電壓的最低有效位 (LSB) 可以相應地增減， 以獲得實際的總線電壓讀數。在這種情況下，您可以使用修改后的 80mV LSB。為分壓器選擇精密電阻器有助于保持總線測量精度。

雙 DRV425 匯流條應用的設計注意事項

（本文檔是對“匯流條工作原理”應用報告和 “雙 DRV425 匯流條應用設計注意事項”TI 應用手冊的 補充。）

可用來感應電流的方法有許多種。大多數應用都基于分 流電阻器上的電壓測量。該方法很難處理高電流 (>100A) 和/或高電壓 (>100V).對于超出這些水平的設 計，基于磁場的電流檢測是 一種常見的解決方案。在基于磁場的解決方案中，測 量的磁 場 (B) 與電流 (I) 成正比，與到電流承載導體的距離 (r) 成反比（安培定律），如圖 1 所示。

可以使用兩個 DRV425 集成磁通門磁場傳感器（放置 在匯流條中心的鏤空中）來檢測流經匯流條的高電 流。 由于電流在鏤空周圍 被分為相等的兩部分，因此會在鏤空的每側周圍產生一 個磁場梯度。鏤空內存在的磁場線沿相反的方向流動。 DRV425 器件的最大磁場感應范圍為 2mT。在使用該實 現方法進行設計時，您需要查明系統(tǒng)級注意事項，以防 超出該最大范圍。該設計的性能受鏤空配置、DRV425 的印刷電路板 (PCB) 布局方向和雜散干擾磁場位置的影響。

TI 建議的實施方式是在匯流條中心形成一個孔，使 DRV425 器件靈敏度軸在 PCB 上沿垂直方向，如圖 2 所 示。當孔位于匯流條中心時，電流將在孔的周圍被分為相等的部分。由于磁場與 電流流動方向垂直，因此該孔會在電流在其周圍流動時 對孔內的磁場進行放大。

孔的尺寸需要盡可能小，但至少要大于為雙 DRV425 器 件設計的 PCB 的寬度?？自叫?，鏤空的每側生成的磁場就越大?？酌總戎車拇艌龀蕶E圓形，并且方向在鏤 空內彼此相反。鏤空的每側產生的磁場強度在鏤空中心為零，隨著向鏤空的邊緣移動逐漸增大。每個磁場的強度將在鏤空內的 y 軸中達到最大。這使得沿著 PCB 垂直方向的每個 DRV425 器件能夠檢測到所需磁場的較大強度。

每個器件的靈敏度軸在 PCB 上沿著相反的方向，從而可以測量到兩倍的所需磁場。該方向的另一個好處是可以降低或消除任何雜散磁場的影響，因為它們 僅 在鏤空內沿一個方向流動。

不過，該配置并非對所有系統(tǒng)都有效。注意設計中所 有磁場的影響是實現最佳性能的關鍵。讓我們來研究 一下選擇不同配置的可能原因。

孔與槽

由于當電流環(huán)繞在孔周圍時磁場會放大，因此建議使用孔。由于雜散磁場不會由于孔而產生任何放大，因此該配置可提供更佳的信噪比水平。 但也有兩種使用槽配置的原因： 

? 低電流/小匯流條。當使用垂直 PCB 器件布局方向時，如果匯流條的大小不足以容納孔，槽配置可支持更窄的開口。更小的開口會導致雙 DRV425 器件 獲得更大的磁場差分。 

? 大電流/大匯流條。由于槽不具有孔的放大效應，因此槽將針對相同的電流和鏤空寬度產生更小的磁場。

垂直與水平

垂直和水平描述的是 DRV425 內部磁通門傳感器靈敏度軸的 PCB 布局方向。在垂直布局中， 每個 DRV425 器件的靈敏度軸位于 y 軸中。每個器件測量任何磁場的 y 軸分量。類似地，在水平布局中， 每個 DRV425 器件的靈敏度軸位于 x 軸中，測量任何磁場的 x 軸分量。

有趣的是，每個器件在兩個方向上檢測到的所需差分磁 場非常類似。TI 建議使用垂直 PCB 布局，因為鏤空內 每個 DRV425 器件檢測到的值更大。但也存在使用水平 PCB 器件布局方向的原因：y 軸中具有較大的雜散場。

如圖 3 所示，在將雜散磁場削減掉之前，每個 DRV42 5 器件都能檢測到雜散磁場的強度。雖然兩個 DRV425 器件之間的物理間距可能較小，但可能會存在一個或 兩個 DRV425 器件檢測到的總磁場 超過 2mT 磁場范圍限值的情況。這會導致無效的測 量。由于磁場強度與距離成反比， 因此需要在系統(tǒng)級別評估與雜散場源（如另一個匯流 條）的距離，以確保任一 DRV425 都不會發(fā)生飽和情況。

對于任何磁場測量，了解系統(tǒng)級影響是實現最佳性能系 統(tǒng)的關鍵。雜散磁場無法消除，但您可以將其影響降至最低。

備選器件建議

AMC1305 使用外部分流電阻器提供板載隔離。