C類功率放大器簡介
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本文研究了C類功率放大器的操作，以及它與A類和B類功率放大器之間的比較。
本文引用地址：http://m.butianyuan.cn/article/202408/461590.htm幾十年來，已經(jīng)開發(fā)了各種功率放大器拓撲結構來滿足不同應用的目標。一些功率放大器類，包括我們將要討論的那些，是根據(jù)它們的導通角（θc）定義的。導通角表示放大器RF晶體管導通的輸入周期的分數(shù)。
本系列前面的文章討論了A類和B類放大器。對于a類放大器，晶體管始終處于導通狀態(tài)。因此，放大器的導通角為360度。在B類放大器中，晶體管僅在信號周期的一半時間內(nèi)導通，因此導通角為180度。
我們了解到，減小導通角使我們能夠將效率從a類放大器的50%提高到B類放大器的78.5%。但是，如果我們進一步減小傳導角，效率會發(fā)生什么變化呢？
導通角低于180度的功率放大器被稱為C類放大器。在本文中，我們將研究C類放大器的操作，并探討較低導通角減小對各種功率放大器性能參數(shù)的影響。我們將以一個經(jīng)典的統(tǒng)一分析來結束，該分析比較了a類、B類和C類放大器的性能。
C類放大器中的電流和電壓波形
在C類放大器中，晶體管的導通時間不到輸入周期的一半。在窄脈沖的刺激下，晶體管在輸出端產(chǎn)生短電流脈沖。圖1中的橙色曲線顯示了導通角θC的C類放大器的集電極電流的一個周期。
具有導通角θC的C級電流波形。
圖1。具有導通角θC的C級電流波形。圖片由Steve Arar提供
我們可以在上面看到，當晶體管處于活動狀態(tài)時，輸出電流是一段正弦曲線，而當晶體管處于截止狀態(tài)時為零。全正弦波（上面的藍色曲線）具有IQ的負偏移和IRF的振幅。直流偏移IQ類似于線性放大器中的偏置電流，但在C類放大器中為負。因此，輸出電流可以用以下表達式來描述：
方程式1。
其中θ對應于水平軸上的位置。
通過改變IQ，我們也可以產(chǎn)生A類和B類放大器的波形。例如，IQ=0導致導通角為180度（B類）。因此，我們可以使用上述波形來檢查所討論的所有三種放大器類別（A、B和C）的性能。
圖2比較了接近完美的A類、B類和C類放大器的晶體管電流和輸出電壓波形。
A、B和C類放大器的電流和電壓波形。
圖2:a、b和C類放大器的電流（a）和電壓（b）波形。圖片由George Vendelin提供
A類放大器的晶體管電流和輸出電壓波形都是正弦曲線。盡管晶體管電流在B級和C級中只是正弦曲線的一部分，但對于這些操作模式，輸出電壓也可以近似為正弦曲線。這是由于在B類和C類放大器的輸出端存在一個高Q槽，我們將在下一節(jié)中看到。
C類放大器示意圖
圖3顯示了C類放大器的基本電路示意圖。放大器輸出端的高Q槽標為綠色。
C類功率放大器的基本原理圖。它還可以用于構建單晶體管B類功率放大器。
圖3。C類放大器的基本原理圖。圖片由Steve Arar提供
根據(jù)我們?yōu)榫w管選擇的靜態(tài)偏置點，上述示意圖也可用于構建a類級或單個晶體管B類級。A類放大器是三種類型中線性度最高的放大器，可以使用Q因子相對較低的諧振電路。
在線性頻譜的另一端，C類放大器在輸出端產(chǎn)生一系列短電流脈沖。高Q諧振電路使輸出電流諧波短路，并減少了由不可避免的非線性引起的帶外發(fā)射。請注意，高Q諧振電路必然意味著窄帶操作。
波形分析
在分析C類階段時，我們假設如下：
輸出電壓可以近似為正弦波形。這需要一個理想的儲能電路，可以短路輸出電流的所有高次諧波。
集電極電流波形是正弦波的一部分。實際上，這僅在低頻時成立。
盡管在實踐中不一定正確，但這些假設使我們能夠簡化電路分析?？紤]到這一點，讓我們檢查一下C類放大器的性能。
由于Q值較高，基頻下的功率實際上是輸送到負載的功率。因此，為了找到輸出功率，我們需要分析輸出電流波形的頻率內(nèi)容。通過改變波形的時間原點，我們可以使這種分析更簡單。圖4是圍繞垂直軸對稱的結果。
C類放大器集電極電流的一個周期。
圖4。C類放大器集電極電流的一個周期。圖片由Steve Arar提供
上述波形可以描述為余弦函數(shù)：
方程式2。
使用傅里葉級數(shù)，我們可以根據(jù)其組成頻率分量來寫輸出電流：
方程式3。
其中a表示第n諧波的傅里葉系數(shù)。為了找到C級的效率和輸出功率，我們只需要電流波形的平均值（a0）和基波分量（a1）。在不經(jīng)過所有數(shù)學運算的情況下，結果如下式4和5所示：
方程式4。
以及：
方程式5。
其中?等于導通角的一半(? = θc2? = θc2)
圖5繪制了平均分量和基本分量與導通角的關系。
傳導角的平均分量和基本分量。
圖5。傳導角的平均分量和基本分量。圖片由Steve Arar提供
該圖顯示了歸一化為IM的a0和a1系數(shù)的圖（或者，等效地，假設IM為單位）。我們很快就會回到這些結果。首先，讓我們計算一下C類放大器的效率。
C級運行效率
假設高Q諧振器消除了高次諧波分量，則交流輸出電壓可以根據(jù)方程式5計算為：
方程式6。
其中RL是負載的電阻。
因此，輸送到負載的平均功率為：
方程式7。
為了計算電源提供的功率，我們將電源電流的平均值乘以電源電壓。電流的平均值為a0，產(chǎn)生：
方程式8。
根據(jù)方程式7和8，我們可以計算出效率：
方程式9。
在適當?shù)呢撦d電阻下，電流的基波分量產(chǎn)生最大允許的電壓擺動。最大電壓擺動幅度為VCC。因此，根據(jù)方程式6，當滿足以下條件時，效率達到最大：
方程式10。
結合方程式10和9，最大效率計算如下：
方程式11。
最后，將方程4和5代入上述方程，我們得到：
方程式12。
該方程式如圖6所示。
最大效率與導通角的關系圖。
圖6。最大效率與導通角。圖片由Steve Arar提供
讓我們通過一個例子來給這些方程一些背景。
示例：為C類放大器選擇最大電流規(guī)格
我們知道，晶體管在能夠處理的最大電壓和電流水平以及在不損壞的情況下可以燃燒的最大功率方面都是有限的。確定C類放大器的最大晶體管電流，該放大器以85%的最大效率向50Ω負載提供25 W的功率。忽略晶體管的飽和效應，并假設電源電壓（VCC）為12V。
輸出電流的基波分量（a1）決定了輸送到負載的功率。根據(jù)方程式7，我們得到：
方程式13。
在這個例子中，我們以最高效率運行。因此，我們知道RLa1=VCC（方程式10）。由于VCC=12V，我們得到RLa1=VCC=15V。將12V值代入方程13，得到基波分量的振幅：
方程式14。
從圖7中可以看出，最大效率與導通角的關系圖，ηmax=85%對應于θc=147度。
在θc=147度時達到85%的最大效率。
圖7。在θc=147度時達到85%的最大效率。圖片由Steve Arar提供
在導通角θc=147度時，a1的歸一化值為0.45（圖8）。
在147度的導通角下，歸一化基波分量為0.45。
圖8。在θc=147度時，歸一化基本分量為0.45。圖片由Steve Arar提供
換句話說，我們有：
方程式15。
晶體管應能夠處理9.27 a的最大電流。晶體管承受的最大電壓為24 V，或電源電壓的兩倍（2VCC=2×12 V=24 V）。
比較A類、B類和C類操作
接下來，讓我們稍微擴大一下我們的關注點，看看改變導通角如何影響以下性能參數(shù)：
供電。
輸出功率。
最高效率。
從電源中提取的功率如何隨θc變化？
圖5顯示，隨著導通角從360度（A類操作）減小到180度（B類）再減小到0度，輸出電流的直流分量單調(diào)遞減。
如果我們考慮圖4中的電流波形，這是有道理的。較小的導通角意味著電流非零的區(qū)域較小，這也對應于較小的平均值。因此，減小導通角會降低平均值和從電源汲取的直流功率。
輸送到負載的功率如何隨θc變化？
圖5中的基本組件展示了一個更有趣的行為。在360度時，基本分量值為0.5。當我們將導通角從360度減小到180度時，基波分量略有上升。
然而，在180度時，基本值再次為0.5。這意味著，對于相同的晶體管規(guī)格和電源電壓，A類和B類級產(chǎn)生相同的最大輸出功率。
C類操作區(qū)域如何？如果我們將方程10代入方程7，我們觀察到最大輸出功率與a1成正比。從圖5中可以看出，隨著θc趨近于零，a1也趨近于零。因此，C類放大器的輸出功率也降至零。這是C類操作的一個重大缺點。
C類放大器的效率如何隨θC變化？
在C類區(qū)域，隨著傳導角的減小，平均分量和基本分量都會下降。從方程式11中，我們知道最大效率（ηmax）與基本分量與平均值的比值成正比。同時，圖6的目視檢查證實，ηmax隨著傳導角的減小而增加。隨著導通角趨近于零，效率接近100%。
雖然這個結果起初可能看起來很令人興奮，但請記住，在相同的輸入功率下，C類放大器的輸出功率遠低于a類或B類放大器。例如，在A類放大器中產(chǎn)生相同設備一半功率的配置，即使其效率高達95%，也幾乎沒有實際用途。
C類放大器的缺點
C類配置還受到其他幾個限制：
對于給定的輸出功率，C類放大器中使用的晶體管必須處理比a類或B類放大器中的晶體管更大的電流。隨著我們減小導通角以實現(xiàn)更高的效率，情況會變得更糟。
更大的最大電流意味著我們需要更大的設備，這導致了更低的匹配帶寬。
C類配置比A類或B類放大器更具非線性。
C級需要具有更高擊穿電壓的晶體管。
與a類或B類放大器相比，C類放大器需要更高的Q諧振電路來抑制諧波分量。
在本系列的下一篇文章中，我們將詳細探討這些限制。
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