如何降低 PFC 的 THD

總諧波失真 (THD) 是信號(hào)中存在的諧波失真，定義為一組較高諧波頻率的均方根 (RMS) 振幅與一次諧波或基頻的 RMS 振幅之比。公式 1 將 THD 表示為：

其中 Vn 是 n 次諧波的 RMS 值，V1 是基波分量的 RMS 值。

在電力系統(tǒng)中，這些諧波會(huì)導(dǎo)致從電話傳輸干擾到導(dǎo)體性能下降等各種問題；因此，控制總 THD 非常重要。THD 越低，電機(jī)中的峰值電流越低、發(fā)熱越少、電磁輻射越低、磁芯損耗越小。

降低 THD 需要功率因數(shù)校正 (PFC)，這是輸入功率大于 75W 的交流 / 直流電源所必需的。PFC 會(huì)強(qiáng)制輸入電流跟隨輸入電壓，以便電子負(fù)載生成包含超小諧波的正弦電流波形。

THD 要求越來越嚴(yán)格，在服務(wù)器應(yīng)用中尤其如此。模塊化硬件系統(tǒng)通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)范在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)定義了非常嚴(yán)格的 THD 要求，如表 1 所示。這比之前的 CRPS THD 規(guī)范更為嚴(yán)格。

表 1. M-CRPS THD 規(guī)范

在傳統(tǒng)的環(huán)路調(diào)優(yōu)可能無法滿足要求的 PFC 設(shè)計(jì)中，滿足此類嚴(yán)格的 THD 規(guī)范是一項(xiàng)巨大的挑戰(zhàn)。本文將提供幾種方法來幫助降低 THD。

確保檢測(cè)到的信號(hào)干凈

PFC 控制器可檢測(cè)交流輸入電壓、電感器電流和 PFC 輸出電壓。這些檢測(cè)到的信號(hào)必須干凈，否則會(huì)影響 THD。例如，由于交流輸入電壓信號(hào)生成正弦電流基準(zhǔn)，因此檢測(cè)到的信號(hào)上的任何尖峰都會(huì)導(dǎo)致電流基準(zhǔn)失真并影響 THD。

盡管輸出電壓 (VOUT) 信號(hào)不用于生成電流基準(zhǔn)，但它也可能會(huì)影響 THD，因?yàn)?VOUT 上的尖峰會(huì)在電壓環(huán)路輸出上產(chǎn)生紋波，這會(huì)影響電流環(huán)路基準(zhǔn)并最終影響 THD。如果尖峰的幅度足夠大，則可能會(huì)觸發(fā)電壓環(huán)路非線性增益，從而顯著提高 THD。

一種常見的做法是將去耦電容器放置在靠近控制器檢測(cè)引腳的位置。您必須仔細(xì)選擇電容，以便有效降低噪聲，但不引起過多延遲。使用一個(gè)數(shù)字無限脈沖響應(yīng)濾波器來處理檢測(cè)到的 VOUT 信號(hào)可進(jìn)一步減少噪聲；由于 PFC 電壓環(huán)路比較慢，由該數(shù)字濾波器導(dǎo)致的額外延遲是可以接受的。

不過，對(duì)于交流電壓檢測(cè)，不建議添加數(shù)字濾波器，因?yàn)樗鼤?huì)導(dǎo)致電流基準(zhǔn)出現(xiàn)延遲。在這種情況下，您可以使用固件鎖相環(huán) (PLL) 來生成與交流電壓同相的內(nèi)部正弦波信號(hào)，然后使用生成的正弦波信號(hào)來調(diào)制電流基準(zhǔn)。由于 PLL 生成的正弦波是干凈的，即使檢測(cè)到的交流電壓上有一些噪聲，電流環(huán)路基準(zhǔn)也是干凈的。

降低交流過零點(diǎn)處的電流尖峰

交流過零點(diǎn)處的電流尖峰是圖騰柱無橋 PFC 的固有問題。這些尖峰可能會(huì)非常大，以至于無法符合 M-CRPS THD 規(guī)范要求。通過分析這些尖峰的根本原因，發(fā)現(xiàn)脈寬調(diào)制 (PWM) 軟啟動(dòng)算法（如圖 1 所示）可有效地減少尖峰。

圖 1. 交流過零點(diǎn)處的柵極信號(hào)時(shí)序

在此解決方案中，當(dāng) VAC 在交流過零點(diǎn)后從負(fù)周期變?yōu)檎芷跁r(shí)，有源開關(guān) Q4 首先以非常小的脈沖寬度導(dǎo)通，然后逐漸增加到由控制環(huán)路生成的占空比 (D)。Q4 上的軟啟動(dòng)會(huì)逐漸將開關(guān)節(jié)點(diǎn)漏源電壓 (VDS) 放電至零。一旦 Q4 的軟啟動(dòng)完成，同步晶體管 Q3 開始導(dǎo)通。它從很小的脈沖寬度開始，然后逐漸增加，直到脈沖寬度達(dá)到 1-D。當(dāng) Q4 的軟啟動(dòng)完成且 Q3 的軟啟動(dòng)開始時(shí)，低頻開關(guān) Q2 導(dǎo)通。

過零檢測(cè)可能會(huì)被噪聲錯(cuò)誤地觸發(fā)。出于安全考慮，在半個(gè)交流周期結(jié)束時(shí)，關(guān)斷所有開關(guān)。這樣會(huì)形成一個(gè)較小的死區(qū)，從而防止輸入交流短路。從交流正周期到負(fù)周期的轉(zhuǎn)換是相同的。圖 2 展示了測(cè)試結(jié)果。

圖 2. 不使用和使用 PWM 軟啟動(dòng)功能時(shí)的電流波形：傳統(tǒng)控制方法 (a) 和 PWM 軟啟動(dòng) (b)

降低電壓環(huán)路影響

電壓環(huán)路輸出上的雙倍工頻紋波會(huì)影響電流基準(zhǔn)，從而影響 THD。為盡可能減少這種頻率紋波的影響，同時(shí)又不影響負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，您可以在 VOUT 檢測(cè)信號(hào)和電壓環(huán)路之間添加一個(gè)數(shù)字陷波（帶阻）濾波器。該陷波濾波器可以有效地衰減雙倍工頻紋波，同時(shí)仍能傳遞所有其他頻率信號(hào)，包括負(fù)載瞬態(tài)導(dǎo)致的 VOUT 突變。負(fù)載瞬態(tài)不會(huì)受到影響。

另一種方法是在交流過零實(shí)例處檢測(cè) VOUT。由于交流過零實(shí)例 Vout_zc(t) 處的 VOUT 的值等于其平均值，并且在穩(wěn)態(tài)下是一個(gè)“常量”，因此它是用于電壓環(huán)路控制的理想反饋信號(hào)。若要處理負(fù)載瞬態(tài)，請(qǐng)使用以下電壓環(huán)路控制律：

If ((Vref – Vout(t) < Threshold)

{

Error = Vref – Vout_zc(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp, Ki);

}

Else

{

Error = Vref – Vout(t);

VoltageLoop_output = Gv(Error, Kp_nl, Ki_nl);

}

如果瞬時(shí) VOUT 誤差很小，請(qǐng)使用交流過零實(shí)例 Vout_zc (t) 處的 VOUT 值和小比例積分 (PI) 環(huán)路增益 Kp、Ki 計(jì)算電壓環(huán)路補(bǔ)償器 Gv。當(dāng)發(fā)生導(dǎo)致瞬時(shí) VOUT 誤差大于閾值的負(fù)載瞬態(tài)時(shí)，為 Gv 使用瞬時(shí) Vout(t) 值和 PI 環(huán)路增益 Kp_nl、Ki_nl 可將 VOUT 迅速恢復(fù)至其標(biāo)稱值

過采樣

PFC 電感器電流是在每個(gè)開關(guān)周期中具有直流偏移的鋸齒波；該電流隨后進(jìn)入運(yùn)算放大器等信號(hào)調(diào)節(jié)電路，使信號(hào)適合 PFC 控制電路。不過，該信號(hào)調(diào)節(jié)電路無法充分衰減輸入電流紋波。電流紋波仍出現(xiàn)在放大器的輸出端。如果該信號(hào)在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)僅采樣一次，則不存在該信號(hào)始終代表平均電流的理想固定位置。因此，使用單個(gè)樣本時(shí)，很難實(shí)現(xiàn)良好的 THD。

為了獲得更準(zhǔn)確的反饋信號(hào)，建議使用過采樣機(jī)制。圖 3 展示了可在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)對(duì)電流反饋信號(hào)進(jìn)行八次平均采樣，對(duì)結(jié)果求平均值，然后將其發(fā)送至控制環(huán)路。過采樣有效地計(jì)算電流紋波平均值，以便測(cè)量的電流信號(hào)更接近平均電流值。此外，控制器對(duì)噪聲（包括信號(hào)噪聲和測(cè)量噪聲）的敏感度會(huì)降低。過采樣是減少電流波形失真的有效方法之一。

圖 3. 在每個(gè)開關(guān)周期中進(jìn)行八次過采樣

占空比前饋

占空比前饋控制的基本原理是預(yù)先計(jì)算占空比，然后將此占空比添加到反饋控制器中。對(duì)于在連續(xù)導(dǎo)通模式下運(yùn)行的升壓拓?fù)?，公?2 可用于計(jì)算占空比 (dFF)：

該占空比形式可在開關(guān)上有效地生成一個(gè)電壓，此電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器會(huì)根據(jù)計(jì)算出的該占空比來更改占空比。

圖 4 展示了得到的控制方案。使用公式 2 計(jì)算 dFF 后，將其與傳統(tǒng)的平均電流模式控制輸出 (dI) 相加。然后，可以使用最終得到的占空比 (d) 生成 PWM 波形以控制 PFC。

圖 4. 平均電流模式控制和 dFF

鑒于占空比的大部分是由占空比前饋生成的，控制環(huán)路僅對(duì)計(jì)算出的占空比進(jìn)行略微調(diào)整。這項(xiàng)技術(shù)可以幫助改善控制器環(huán)路帶寬受限型應(yīng)用中的 THD。

交流周期跳躍

通常，滿足輕負(fù)載 THD 要求比滿足重負(fù)載 THD 要求更困難，特別是要滿足 M-CRPS 規(guī)范中的 5% 負(fù)載 THD 要求時(shí)。如果 PFC 滿足除 5% 負(fù)載時(shí)以外的所有其他 THD 要求，那么即使您已嘗試到目前為止提到的所有方法，交流周期跳躍方法也會(huì)有所幫助。

將交流周期跳躍想象成一個(gè)特殊的突發(fā)模式：當(dāng)負(fù)載小于預(yù)定義閾值時(shí)，PFC 進(jìn)入此模式，并根據(jù)負(fù)載跳過一個(gè)或多個(gè)交流周期。換句話說，PFC 在一個(gè)或多個(gè)交流周期內(nèi)關(guān)斷，然后在下一個(gè)交流周期重新導(dǎo)通。導(dǎo)通和關(guān)斷發(fā)生在交流過零點(diǎn)處，以便跳過整個(gè)交流周期。由于 PFC 在電流為零時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷，因此應(yīng)力和電磁干擾較小。交流周期跳躍與傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式（隨機(jī)跳過 PWM 脈沖）不同。

要跳過的交流周期數(shù)與負(fù)載成反比；負(fù)載越小，跳過的交流周期就越多。圖 5 展示了跳過一個(gè)交流周期。通道 1是交流電壓，通道 4 是交流電流。

圖 5. 輕負(fù)載下的交流周期跳躍

當(dāng) PFC 由于電流為零而關(guān)斷時(shí)，THD 為零。由于 PFC 需要補(bǔ)償關(guān)斷周期，因此它在導(dǎo)通時(shí)會(huì)提供大于平均值的大功率。實(shí)際上，這會(huì)在中等負(fù)載下運(yùn)行 PFC，或者將其完全關(guān)斷。鑒于中等負(fù)載時(shí)的 THD 遠(yuǎn)低于輕負(fù)載時(shí)的 THD，輕負(fù)載 THD 有所降低。

測(cè)試結(jié)果

我們?cè)谕ㄟ^德州儀器 (TI) C2000? 微控制器控制的 3kW 圖騰柱無橋 PFC [5] 上實(shí)施了本文所述的方法。圖 6 展示了 240VAC 時(shí)的 THD 測(cè)試結(jié)果。

圖 6. THD 測(cè)試結(jié)果

THD 不僅符合最新的 M-CRPS THD 規(guī)范，而且還具有足夠的裕量，可確保 PFC 即使在具有硬件容差的情況下也能在大規(guī)模生產(chǎn)期間滿足規(guī)范要求。

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