E類功率放大器簡介

了解E類放大器如何在射頻頻率下提高D類放大器的效率。

為了使D類放大器提供高效率，它需要相對于工作頻率非?？斓拈_關(guān)。隨著我們向越來越高的頻率發(fā)展，這變得越來越具有挑戰(zhàn)性。在D類射頻放大器中，開關(guān)間隔可能占據(jù)工作周期的相當大一部分。寄生電容的損耗也隨著頻率的增加而增加，這帶來了另一個問題。

E類功率放大器有效地克服了這些挑戰(zhàn)。與D類放大器一樣，這些是開關(guān)模式放大器。然而，它們的負載網(wǎng)絡(luò)是專門設(shè)計的，以最大限度地減少開關(guān)損耗，并將能量從分流器（晶體管輸出）電容引導(dǎo)到負載。在本文中，我們將討論E類放大器的設(shè)計如何避免高頻D類操作的陷阱。

D類和E類電路的對比

考慮圖1所示的互補電壓開關(guān)D類放大器。

互補電壓開關(guān)配置，節(jié)點A的寄生電容由Cp建模。

圖1.互補電壓開關(guān)配置，節(jié)點A的寄生電容由Cp建模

在上圖中，Cp對晶體管的寄生輸出電容進行了建模。晶體管在交替的半周期內(nèi)導(dǎo)通和截止，導(dǎo)致節(jié)點A處的電壓在VCC和地之間切換。每當發(fā)生轉(zhuǎn)變時，Cp的充電和放電都會導(dǎo)致一些能量在開關(guān)的導(dǎo)通電阻中以熱量的形式消散。

例如，對于從VCC到地的轉(zhuǎn)換，晶體管Q2導(dǎo)通并釋放最初存儲在Cp中的電荷。這會消耗Q2導(dǎo)通電阻中的一些能量。Cp充放電損失的總功率為：

方程式1

其中f是放大器的開關(guān)頻率。

D類放大器的操作涉及Cp的充電和放電，但存儲在電容中的能量不會傳遞到負載。事實上，Cp的值根本不會影響輸出射頻功率——它從電源中獲得的功率會因熱量而損失。

相比之下，圖2顯示了最簡單的E類放大器的電路示意圖。

低階E類放大器示意圖。

圖2.低階E類放大器示意圖

該電路中的晶體管被驅(qū)動以充當開關(guān)。RF扼流圈（L1）提供到電源的DC路徑，并在RF處近似開路。L0和C0形成將負載連接到晶體管集電極的串聯(lián)調(diào)諧電路。

晶體管和C0之間是分流電容（Csh）。分流電容包括在輸出端添加的電容器和設(shè)備輸出寄生電容。與D類放大器不同，存儲在該電容中的能量不會以熱量的形式消散，而是被引導(dǎo)到負載。

正如我們將在本文稍后看到的，Csh在E類放大器的操作中起著關(guān)鍵作用。然而，在我們開始之前，我們需要了解有限切換速度的問題。只有到那時，我們才能準備好討論E類功率放大器如何處理這個問題。

緩慢上升和下降時間對開關(guān)模式操作的影響

當開關(guān)的驅(qū)動信號理想時，它們近似于具有銳邊的矩形波形。為了更準確地反映實際情況，我們應(yīng)該假設(shè)開關(guān)電流和電壓波形是梯形而不是矩形。如圖3所示。

實際開關(guān)的電流（頂部）和電壓（底部）波形呈現(xiàn)非零過渡間隔。

圖3.實際開關(guān)的電流（頂部）和電壓（底部）波形呈現(xiàn)非零過渡間隔

要理解圖3中的波形，請回想開關(guān)模式功率放大器背后的基本思想，即將晶體管作為開關(guān)而不是電流源操作可以提高效率。理想的開關(guān)不消耗功率，因為其電壓和電流的乘積始終為零。開關(guān)打開時，沒有電壓降；當開關(guān)關(guān)閉時，它沒有電流流動。由于晶體管不消耗功率，開關(guān)模式功率放大器的理論效率可以接近100%。

然而，在實踐中，晶體管不會瞬間改變狀態(tài)。在開關(guān)間隔期間，開關(guān)兩端的電壓和通過開關(guān)的電流都是可感知的。對于非零IV乘積，功率在晶體管中耗散，降低了放大器的效率。

E類放大器通過策略性地在時間上移動電壓和電流切換轉(zhuǎn)換來防止這種情況。理想情況下，即使開關(guān)轉(zhuǎn)換占RF周期的很大一部分，這也會導(dǎo)致晶體管中的零功耗。時序偏移是通過仔細設(shè)計負載網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)的，包括設(shè)備輸出端的分流電容（圖2中的Csh）。在接下來的部分中，我們將研究這種設(shè)計如何在關(guān)斷和接通轉(zhuǎn)換期間消除開關(guān)損耗。

消除開關(guān)關(guān)斷損耗

具有純電阻負載的電路將具有圖3所示的開關(guān)電壓和電流波形，其中開關(guān)電流的變化轉(zhuǎn)化為開關(guān)電壓的瞬時和成比例的變化。然而，如果我們在負載網(wǎng)絡(luò)中添加分流電容器，我們可以預(yù)期開關(guān)電壓和電流波形的邊緣之間會有一些延遲。這是因為電容器兩端的電壓變化（ΔVc）與電容成反比，如方程式2所示：

方程式2

對于給定的電流（I），額外的電容（C）在給定的時間間隔（Δt）內(nèi)減小ΔVc。因此，我們可以通過選擇足夠大的分流電容器來產(chǎn)生所需的定時偏移。

圖4顯示了添加時間延遲如何影響圖3中的波形。

通過將集電極電壓的上升延遲到開關(guān)電流減小到零之后而產(chǎn)生的波形。

圖4.通過將集電極電壓的上升延遲到開關(guān)電流減小到零之后而產(chǎn)生的波形

在圖4中，電壓和電流波形的非零部分在開關(guān)的ON到OFF轉(zhuǎn)換期間（T1和T3間隔）不重疊。因此，在關(guān)閉轉(zhuǎn)換期間，我們有IV=0，導(dǎo)致零功率損失。然而，T2間隔周圍的重疊——從OFF到ON的轉(zhuǎn)變——實際上增加了。

很明顯，僅僅引入延遲不足以消除兩組轉(zhuǎn)換期間的開關(guān)損耗。為了了解E類放大器如何在OFF到ON轉(zhuǎn)換期間消除開關(guān)功率損耗，我們需要檢查開關(guān)處于OFF狀態(tài)時的電路。

消除開關(guān)接通損耗

圖5顯示了開關(guān)關(guān)閉時E類放大器的負載網(wǎng)絡(luò)。

開關(guān)斷開時E類放大器的負載網(wǎng)絡(luò)。

圖5.開關(guān)斷開時E類放大器的負載網(wǎng)絡(luò)

在開關(guān)關(guān)閉后，E類放大器的負載網(wǎng)絡(luò)作為一個阻尼二階系統(tǒng)運行，其電感器（L0）和電容器（C0和Csh）中存儲了一些初始能量。雖然在這個半周期內(nèi)沒有向負載網(wǎng)絡(luò)施加輸入，但系統(tǒng)中存儲的初始能量會導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)。由于RL耗散能量，瞬態(tài)響應(yīng)最終消失。

為了深入了解負載網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng)，讓我們使用圖6中的LTspice示意圖。請注意，該電路的初始條件和元件值都是任意選擇的。

LTspice原理圖，用于檢查具有某些初始條件的串聯(lián)RLC電路的響應(yīng)。

圖6.LTspice原理圖，用于檢查具有某些初始條件的串聯(lián)RLC電路的響應(yīng)

從我們的電路理論課程中，我們知道元件的值會導(dǎo)致三種不同類型的瞬態(tài)響應(yīng)：

過阻尼。

臨界阻尼。

欠阻尼。

圖7顯示了三個不同RL值下電容器（C1）兩端電壓的時間響應(yīng)，使我們能夠檢查所有三個阻尼水平。

串聯(lián)RLC電路對R_L=10、20和30歐姆的響應(yīng)。

圖7.串聯(lián)RLC電路對RL=10Ω、20Ω和30Ω的響應(yīng)

雖然響應(yīng)的形狀取決于組件值，但RL的存在確保了最終的電容器電壓為零。如果功率放大器中開關(guān)的OFF半周期足夠長，當開關(guān)接通時，電容器電壓實際上會降低到0V。與圖4所示的假設(shè)情況不同，這會自動消除OFF到ON轉(zhuǎn)換期間開關(guān)電流和電壓波形之間的重疊。

圖8顯示了E類放大器的典型（盡管不是理想）開關(guān)波形。

E類放大器的典型開關(guān)電流（頂部）和電壓（底部）波形。

圖8. E類放大器的典型開關(guān)電流（頂部）和電壓（底部）波形

總結(jié)

為了獲得最佳性能，E類放大器中的負載網(wǎng)絡(luò)應(yīng)設(shè)計為產(chǎn)生臨界阻尼響應(yīng)。我們將在以后的文章中討論其原因。然而，在此之前，我們將研究E類功率放大器設(shè)計的理想開關(guān)電壓和電流波形。我們還將討論生成這些波形的實際約束。